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So wie ich die Endstufe jetzt sehe könnte die Endstufe tatsächlich so arbeiten, aber wohl eher nur bei eher niedrigen Frequenzen. Schon in Audiobereich gilt aber eine reine Klasse B Endstufe als problematisch.
ICh Hatte die Endstufe immer als Klasse A Endstufe gesehn: So das sich der Strom durch den einen Transistor um den gleichen Betrag erhöht, wie sich der Strom durch den anderen Transistor erniedrigt. Die Grenzen der Aussteuerung wären dann erreicht, wenn einer der Ströme null wird. Die Positive Halbwelle kann dabei noch weiter gehen, die negative nicht so ohne weiteres, da kann es zu einem kleine Knick in der Kruve kommen weil die Verstärkung dann anders bestimmt wird.
So wie im Plan gezeichent ist die Endstufe nach Klasse B und für hohe Aussteuerung, so ich es immer gedacht hatte als mehr als Klasse A und für etwas kleinere Amplituden, dafür aber mit weniger Verzerrungen und wohl auch schneller.
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Heute schaffe ich es leider nicht mehr, aber morgen werde ich die Ausgangstufe aufbauen und bei verschiedenen Ruheströmen (Klassen) prüfen. Sie ist wegen niedriger Bauteilmenge durch die Bedingung R6/R7=R11/R9 ziemlich schwer wie gewünscht zu kriegen.
Ich denke, sie soll auch in A klasse gut arbeiten, aber das werden erst praktische Messungen zeigen wofür sie sich eignet. Ich habe es nochmal genauer berechnet und ich komme bei Versorgungsspannungen +/-4 V auf Verstärkung 2,5 (R6=300, R7=120, R8=R9=20). Dann muß ich den Rest um ca. 4,4 zu erreichen mit verkleinern des R4 realisieren.
Anstatt den Dioden D1 und D2 im Emitterkreis des T2 würde ich wahrscheinlich einen einstellbaren Spannungsregler mit TL431 oder einem Transistor einbauen müssen. Ich vermute nähmlich, dass der stromabhängige Spannungsabfall auf den Dioden bei DC zu groß varieren wird. Das hätte auch den Vorteil, dass man durch Einstellen der Spannung auch den DC Offset schön ändern und die Diode D3 weg lassen könnte. Ausserdem wird es sicher stabiler mit der Temperatur und wird die Verstärkung des T2 nicht beeinflüssen.
Ich möchte jetzt jede Stufe vom Ausgang aufbauen und testen, weil in der gesamter Schaltung es viel schweriger ist den Verursacher z.B. des Temperaturdriftes zu finden.
MfG
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Zumindest grob läßt sich die Temperaturdrift mit LTCad schon mal vorab rechenen. Allerdings kenne ich nur die Version mit einer einheitlichen Temperatur. Bei ausgefeilteren Simulationen kann man wohl sogar den Effekt der Eigenerwärmung mit rechnen. Eventuell könnte die eine oder andere Diode für die Temperaturstbilität sogar helfen.
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Vielleicht lohnt es sich dann zur Temperaturkompensation in den Source- Zweig des Eingangsfets eine Stromquelle einzubauen.
Die Stromquelle wird durch einen gleichen Fet (sel.) bei gleicher Temperatur realisiert (bei Hameg sogar 1/2 Doppeltransistor).
Er hat der bei dem eingesetzen Sourcewiderstand Rs (R133 = 332 Ohm) eine Gate-Source Spannung, die geauso groß ist wie der Spannungsabfall an Rs.
Die Gate Source Spannung des Eingangsfets kann so mit einem gleichen Widerstand am Source (R132 = 332 Ohm) kompensiert werden. Das gilt dann sogar auch für den Temperaturbereich über den die Fets gleich sind.
Die Schaltung ist in der Eingangsstufe einiger Hameg Oszilloskope (auch HM604) drin bei dem das Schaltbild im Handbuch abgeblidet ist.
http://www.hameg.com/manuals.0.html?&L=1
Handbücher HM604 deutsch
Ein weiterer Vorteil des vergrößerten Arbeitswiderstands im Source Zweig ist, dass die Eingangsstufe nicht ganz so viel Amplitude verliert wie mit einem passiven Arbeitswiderstand der kleiner ist als 1/S. Sie ist dann zwar mit -Ub verbunden, aber eben nur beim geringen Strom der Eingangsstufe (<5mA).
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Leider bin ich mit dem Testen der Ausgangstufe noch nicht fertig, habe sie erst zusammengelötet. Die vorstehende Prüfungen sollten die Temperaturstabilität dann zeigen. Ich weiss eben nicht wie man den FET und die Ausgangstufe, ohne sie ziemlich stark zu komplizieren, thermisch kompensieren könnte. Aber wegen geringer Abschwächung/Verstärkung sollte es nicht tragisch sein. In der neuster Version (siehe Code) sollte zumindest der Verstärker mit T3 thermisch stabil sein.
@ Manf
Vielen Dank für deinen Vorschlag. Du hast natürlich recht und die Sache ist mir klar (siehe den Code im erstem Beitrag), ich möchte aber zuerst das einfache prüfen. Jede Schaltung könnte man wegen Verbesserungen immer ausbauen, wenn auf der Platine noch Platz übrig bleibt.
MfG
Code:
+--+---+-------+-------+---+----+--+-----o +4V
T1 = BF245A | | | / | 10mAX X20mA|
C5--- | \| /\.-. | | ---C6
T2 = BC547 µ1--- | T2 |--+>|\| .-. | ---µ1
| | <| | | |\ | | | |
T3 = BF324 === | | .-.'-'P1 | | | ===
GND | | R6|*| |10k R7'-' | GND
T4...T6 = BFR91A |5mAX | |=== 300| |/
| | '-'GND +-| T5
AC | .-. | / AC | |>
/ | |*|R4 +-o/ o | |
+-o/ o-+ | | |180 |DC | .-.
| DC | | '-' === | | |R9
| | 1:1 |-+ | || C4? GND |/ | |20
| || | o-o | T1 +-||-+ +-| T4 '-' RG174 Oszi
<-+--||--+--o-- --o-+->|-+ | || | | |> | ___ ___ -
|| o o | | |< === | | +-(___(- -(___(-+-(o)
C1 µ33 10:1| | | +-| T3 GND | | | | | -
+---+ | | | |\ | | |/ === .-. |
|\ | | .-. .-. | | +-| T6 GND R11| |===
|/\.-.| | | |*| +-----------+ | |> 51 | |GND
C2 --- | || | | | | | GND | | GND '-'
?* --- | ||R2'-'R3'-' .-. === .-. .-. === |
/ / |R1'-'|10k| 200| | | | | | | | | ===
/\|| |91k| | === === | | ---C7 | | | | ---C8 GND
+-||---+---+-+ GND GND '-'R5---µ1 R8'-' '-'20---µ1
| ||\ |300 | 120| |R10 |
=== C3 ?* +----+----------+---+----+--------o -4V
GND
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Die Schaltung im ersten Beitrag habe ich auch gesehen, so einfach ist der Faktor 2-3 in der Schaltung kaum zurückzugewinnen.
Ein BF245 B zusammen mit größerem passiven Widerstand wie er vergleichsweise in einfacheren Hameg Typen drin ist wäre eine etwas einfachere Alternative.
Ich wollte hier nur auch auf die mögliche Kombination von DC-Kompensation und Temperaturkompensation hinweisen.
Ich verfolge die Diskussion, die ich sehr spannend finde, in jedem Fall weiter.
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Ich fange mit dem Ausgang an und bis ich zum Eingang komme, wird noch ein bischen dauern. Es ist also gar nicht gesagt, dass die skizzierte Schaltung am Ende, genauso aussehen würde. Das wäre aber toll! :)
MfG
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Ich habe nur wichtigste Parameter der Ausgangstufe mit ca. 1 kHz Dreieck getestet. Um mir das einfacher zu machen, habe ich nur die Versorgungspannungen und nicht die Werte den Widerständen geändert.
Dabei habe ich festgestellt, dass sie ab ca. 5 mA Ruhestrom (also AB Klasse) linear arbeitet und man kann den Ruhestrom auf z.B. 10 mA senken. Ausserdem die Entfernung (kurzschliessen) des R8 verbessert die Linearität der positiver Halbwelle für große Signale. Bei Versorgung mit +/- 4V der erreichbare Hub ohne Oszillationen ist um 5V, aber nicht symetrisch gegen GND (+3/-2 V), weil für Spannungen über 2 V treten bei den Spitzen Oszillationen auf (zuerst bei negativer und bei größerer Amplitude bei positiver Halbwelle), da die HF Verstärkung der Transistoren sich für großeren Kollektorstrom vergrößert. Um es symmetrisch zu haben, müsste man vielleicht Klasse A oder kleinere Verstärkung anwenden.
Sogar bei diesem Hub bleiben die Ausgangtransistoren kalt. Ganz am Anfang habe ich vergessen die Abblockkondensatoren an Versorgungsspannungen einzulöten und die Ausgangstufe hat mit ca. 10 MHz oszilliert, was bedeutet das sie auch genug breitbändig seien sollte.
Deswegen habe ich entschieden, dass sie ohne Änderungen (ausser Entfernung des R8 ) auf der Platine des Tastkopfes bleibt und erst später, wenn der Tastkopf schon fertig wird, teste ich das ganze noch mit HF.
Ich habe noch mal über Temperaturstabilisierung der FET Eingangstufe nachgedacht und zum Ergebnis gekommen, dass sie wegen niedriger gesamter Verstärkung des Tastkopfes (um 5) überhaupt nicht notwendig ist. Ein Oszilloskop hat schätzungsweise eine Gesamtverstärkung in der Y-Achse um 1000 und eine thermische Drift 1 mV am Eingang des Verstärkers bei 5 mV/DIV ohne Kompensation wird schon deutlich sichtbar sein.
MfG
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Ganz so trivial ist das mit der temperaturdrift nicht. Bei einer der Simulierten Schaltungen hatte ich z.B. einen Temperaturkoeffizienten von etwa 15 mV/ K am Ausgang, bei einer gesamt Verstärkung von 4.
Das ist schon deutlich schlechter als das Oszilloskop, und kann sogar schon richtg stören, denn in dem eher kleinen gehäuse sind 20 Grad Temperaturerhöhung durchaus drin, das wären dann 300 mV am Ausgang.
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Hallo Besserwessi,
ich sehe das ein bißchen optimistischer, als du.
Bei üblichen diskreten Schaltungen mit Transistoren, Dioden usw. den größten Temperaturkoeffizient (TK) haben die Halbleiter (um -2,2 mV/K = -2200 ppm/K) was bei Erhöhung um 25°C etwa -55 mV ergibt. Höchstens diese Spannung könnte dann am Ausgang erscheinen, weil der Übertragunsfaktor des gesamten Tastkopfes ohne Eingangsteiler 1:1 betragen sollte. Bei der typischer Einstellung des Oszis für digitale Signale 1 V/DIV sind es ungefähr 5 %.
Ich werde mit dem Tastkopf sehr zufrieden, wenn am Ende die gesamte thermische Drift von ca. 1% sich erreichen lässt. Weil die Schaltung aus drei Stufen besteht, würde in jeder Stufe ca. 0,3 % benötigt. Da der Tastkopf nur in inneren Räumen benutzt wird, muß man die thermische stabilität nur im Temperraturbereich von ca. 20 bis 50 °C streben. Es könnte natürlich sein, dass die thermische Driften der einzelnen Stufen unterschiedliche Richtungen der Änderungen hätten und sich somit teilweise selbst kompensieren würden. Deswegen muß über die gesamte Kompensierung noch am Ende bei der fertiger Schaltung nachgedacht werden.
Wenn die Praxis zeigen wird, dass die Temperaturdrift der Eingangstufe mit FET wirklich so groß und störend ist, werde ich sie selbstverständlich kompensieren.
Ich habe erfolglos versucht durch Änderung der Widerstände in der Ausgangstufe möglichst hoche Amplitude zu erreichen. Leider ist die Grenze des Kollektorstroms von 40 mA (was für 2 V auf 50 Ohm nötig ist) bei den BFR91A nicht zu überschreiten. Wahrscheinlich bei dem Strom ist die Phasenverschiebung gleich 180° und die Ausgangstufe fängt mit ca. 60 MHz zu oszillieren an. Seriell mit dem Koaxkabel geschalteter Abschlußwiderstand 51 Ohm bringt auch nichts.
Weil die FET Eingangstufe nur Spanungen im Bereich +/-0,5 V linear übertragen kann, ist sowieso am Ausgang nur ein Hub von 1V nötig. Es ist bei solcher Eingangstufe keine Verschiebung des 0 Pegels notwendig und der AC/DC Umschalter sich vereinfacht. Die Versorgungsspannungen konnten deswegen auf +/- 3V gesenkt werden.
Der Tastkopf wird in der Stellung 1:1 einen Bereich von +/-0,5 V und in der Stellung 10:1 einen Bereich von +/- 5 V haben. Ich würde lieber den Teiler am Eingang auf 2:1 und 20:1 ändern, um die entsprechende Bereiche auf +/-1 V und +/- 10 V zu erweitern, da der Bereich +/-5 V für digitale Signale ich zu knapp finde. Das sollte auch ermöglichen, die durch den Einganssteiler-Umschalter ehöhte Eingangskapazität, beinahe zu halbieren.
MfG
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Es gibt eigentlich keinen Grund wieso ein Fet Eingangsstufe nur 0,5 V linear verarbeiten kann. Wenn der Widerstand nicht zu kleine ist, dann sollten wesentlich mehr als 1 V gehen.
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Der Widerstand ist so klein ausgefallen, um die negative Spannung -0,5 V auf der Gate (G) gegen Source (S) des FETs laut Datenblatt in der Mitte des Linearbereiches festzulegen. Bei Änderung des Widerstandes und somit der S Spannung wird der lineare Bereich der DC Eingangsspannungen aus der Mitte verschoben und damit verkleinert. Man muss davon ausgehen, das die Gatespannung ohne Eingangssignal 0 V ist.
Ich habe schon Datenblätter von einigen leicht erhältlichen (Reichelt, Pollin, usw) HF FETs und MOSFEts angeschaut und bisher nichts besseres gefunden. Für AC Eingangsignale hat man bei der Auswahl des DC Arbeitspunktes volle Freicheit. Vielleicht werde ich mal in dem HF Tastkopf noch den FET mit einem MOSFET mit zwei Gatter (z.B BF1009S von Pollin) ersetzen, weil mit der Änderung der Spannung auf der G2 kann man schön in grossem Bereich den Übertragungsfaktor ändern, was einen Eingangsteiler eliminiert. Und die Eingangskapazität der G1 sollte nur um ca. 1 pF höher als beim BF245A sein, was ich noch akzeptieren kann. Bei einem MOSFET müsste man natürlich ESD beachten , was wahrscheinlich die Eingangskapazität unakzeptabel erhöhen würde.
MfG
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Hallo!
Als nächstes habe ich mich mit der Temperaturstabilität der Ausgangstufe beschäftigt, die so wie im Code skizziert ist, verwendet wird. Nach dem Einschalten des Netzteils habe ich abgewartet bis die Ausgangspannung stabil wurde.
Danach habe ich die Ausgangspannung auf 0 bei Zimmertemperatur 19°C eingestelt und mit einem Föhn die Schaltung bis 47 °C erwärmt. Bei dieser Temperatur war Uo = -170 mV, also ziemlich viel (TK=-6 mV/K).
Auf den ersten Blick zieht man das fürs Anwachsen der negativer Spannung Uo der T5 verantwortlich ist, da die Ube Strecken von T2 und T3 sollten sich fast kompensieren. Als erstes habe ich Rk4=0, Rk5=0 angenommen und als Rk6 einen Trimmpoti 100 Ohm eingelötet und abgewartet bis Uo auf 0 V zurückkommt. Weiter habe ich dann Uo = -170 mV eingestellt und mit dem Rk6 die Uo auf 0 gebracht.
Anschlissend habe ich den Rk6 gemessen (Rk6 = 5,0 Ohm) und eingelötet. Nach der wiederholter gleicher Erwärmung der Platine war Uo = -100 mV (TK=-3,5 mV/K). Was ich mir vorgenommen habe (0,3 % = 3 mV) sind es lange noch nicht. So wie es aussieht, muß man jeden Transistor der Endstufe einzeln mit Rk4, Rk5 und Rk6 kompensieren und das wegen Trägheit der Wärmeprozessen noch ziemlich lange dauern wird.
Ich habe das einfachste probiert, aber dabei nicht viel Glück gehabt. Dann muss ich dafür leider mehr Zeit opfern und wahrscheinlich das ganze, wegen Bauteilen die noch dazu kommen, auf einer Testplatine machen. Es ist natürlich nicht sicher ob man ohne zu großen Aufwand die vorgenommene 0,3 % überhaupt erreichen könnte.
MfG
Code:
+---------------+----+--------o +3V
| | |
| | ---C6
GND .-. | ---µ1
=== R7 | | Ck5|| | |
| 330| | +---||---+ | ===
+---+ '-' | || | | GND
| | Ck4|| | | ___ | |/
| --- +---||--+ +--+-|___|--+-| T5
| --- | || | | Rk5 |> Oszi
.-. | | ___ | |/ | ___ ___
| |<-+--+-|___|-+-| T4 +-(___(- -(___(------+--(o)
| | Rk4 |> Rk6 | | A | -
'-' | ___ |/ === | .-. |
| +--+-|___|-+--| T6 GND | | | ===
| | | | |> Uo|R10| | GND
| | | || | | | 51'-'
| .-. +---||--+ .-. === | |
| R8 | | Ck6|| R9| | | === ===
| 120| | 20| | ---C8 GND GND
| '-' '-' ---µ1
| | | |
+------------------+---------------+----+--------o -3V
T4...T6 = BFR91A
-
Gerade für die Temperaturdirft ist die Simulation eine gute hilfe. Uber die das Simulations Commando DC sweep kann man ganz einfach die Temperaturabhängigkeit berechnen. Zur Kompensation könnte man an passenden Stellen Dioden einbauen um einen Temperaturabhängigen Spannungsabfall zu kriegen. Man sollte dabei eventuell auch die ganze Schaltung zusammen betrachten, denn die Drift der Stufen kann sich auch kompensieren. Eine bequeme Methode für gut DC Stabilität ist es den DC Teil unabhängig von einem Operationsverstärker regeln zu lassen. Dann sind auch Werte von deutlich unter 1 mV Drift möglich.
-
Hallo Besserwessi,
mit der Simulation, wenn man sie so gut wie du beherrscht, kann man sicher viel machen. Ich habe aber jetzt keine Zeit (sprich Lust) mich mit dem kennenlernen des Programms zu beschäftigen.
Einige Varianten der Kompensation sind sehr effektiv, lassen sich aber wegen Parameter der Schaltung nicht anwenden, und in der Simulation geht alles, obwohl in der Praxis leider nicht. Deswegen bleibe ich bei der Praxis, die mir schon immer lieber war.
Wie weit bist Du mit deinem Basteln? :)
MfG
-
Ich bin mit dem Aufbau nicht gerade weit gekommen. Der Bastelraum ist einfach zu kalt und die Überlegungen gehen für mich immer mehr in Richtung 2 Fets am Eingang und dann ein MAX4012 als Verstärker x 2, eventuell auch mit Verstärkung 4. das geht dann zwar nur bis etwa 50 MHz bzw. 25 MHz, aber mir würde das gerade noch reichen. Dafür sollte das DC mäßig gut sein, und auch der Aussteuerungsbereich stimmt.
-
Ich bin wirklich gespannt ob die ICs echt so gut sind. Ich warte mit den ICs ab, um aus deiner Erfahrung etwas neues lernen.
Ich denke, dass es für Ku = 2 der MAX4012 schlecht geht, weil er nur für Ku = 1 frequenzkompensiert ist. Besser wäre der MAX4224 (für Ku = 2 ) oder MAX4113 (für Ku = 1 bis 8 ).
Ich habe mir schon alle Datenblätter angeschaut und mich trotzdem zum diskreten Aufbau enschieden.
MfG
-
Das mit der kompensation der OPs sehe ich nicht so kritisch. Die Angegebene Verstärkung für die Kompensation ist der Mindestwert. Bei mehr Verstärkung hat man etwas mehr Stabilitätsreserve und muß dafür halt auf etwas Bandbreite verzichten, die man mit einem OP der für höhere Verstärkung kompensiert ist kriegen könnte.
Da ich keine richtig schnellen Transistoren da habe, muß ich für den Aufbau ohnehin bestellen.
-
Die thermische Drift der Schaltung scheint mir jetzt das schwierigste Problem zu sein.
Schaltungen mit direkter Kopplung (DC) werden meistens symmetrisch gebaut und sind daher ziemlich leicht zu kompensieren. Hier kann ich leider, wegen möglichst kleinen Abmessungen des Tastkopfes, keine derartige komplizierte Schaltung verwenden.
Ich werde jetzt noch einen Versuch machen, und wenn es nicht gelingen sollte, werde ich die Ausgangstufe mit TK = ca. 6mV/K akzeptieren müssen. Eigentlich bei grösseren Temperaturänderungen, die meistens sehr langsam verlaufen, könnte man ab und zu die Position der Nulllinie auf dem Oszi korriegieren.
MfG
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Eine der vorherigen Schaltungen war ähnlich einem Differenzverstärker aufgebaut. Da sollte es relativ einfach sein die Drift zu kompensieren. Zur Not halt ein paar Dioden an die Refferenzseite.
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Ich möchte dafür einen pnp Transistor T4 als Emitterfolger anwenden (siehe Code). Bei gleichen Basisströmen (bei mir 80 µA für Ub = 0) sollten sich Ube von T4 und T5 fast ideal kompensieren, es muss nur noch der R5 an ß des T4 angepasst werden.
Die Ausgangstransistoren T6 und T7 durch gleiche Widerstände in Emittern (R8 = R9) kompensieren sich sehr gut. Wenn es nicht deutlich besser seien sollte, lasse ich den T4 weg. Aber zuerst möchte ich die Schaltung praktisch testen.
MfG
Code:
+-----+-----+---------o +3V
| | |
9,8mAX X3mA --- C9
| | --- µ1
.-. | |
| |R6 | ===
GND | |330 | GND
=== '-' |
| | |/
GND .-. +---| T6
=== | |R5 | |>
| | |120 | |
+---+ '-' | .-.
| | | |/ | |R8
| --- +---| T5 | |20
| --- | |> '-' RG174 Oszi
.-. | |< | | ____ ____
| |<-+-| T4 | +-(____(- -(____(------+--(o)
| | |\ | | | A | -
'-' | | |/ === | .-. |
| | +---| T7 GND | | | ===
| | | |> Uo|R10| | GND
| | | | GND | 51'-'
| | .-. .-. === | |
| | R7 | | R9| | | === ===
| | 120| | 20| | --- C8 GND GND
| | '-' '-' --- µ1
| | | | |
+-------+-----+-----+-----+---------o -3V
T4= BF324, T5...T7 = BFR91A
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Leider hat der T4 nicht viel gebracht, weil... es müssen doch zwei Ube Spannungen von T5+T7 kompesiert werden.
Nach dem einlöten der Diode D (siehe Code) und nötiger Erhöhung der Versorgungsspannungen auf +/- 3,5V , war das Ergebnis überraschend: der TK war sehr klein um -1 mV/K. Mit so guter Kompensierung habe ich, ehrlich gesagt, nicht gerechnet.
Damit habe ich den Schaltplan der kompensierten Ausgangstufe fertig und kann in Richtung Eingang weiter bauen. Die gemessene Spannung auf der Basis vom T4 für 0 V am Ausgang beträgt -3,30 V. Deswegen werde ich, um +/- 0,5 V vom Eingang übertragen zu können, die Versorgungsspannungen auf +/-4 V erhöhen müssen.
MfG
Code:
+-----+------+--------o +4V
| | |
10mAX X10mA --- C9
| | --- µ1
.-. | |
| |R6 | ===
GND | |330 | GND
=== '-' |
| | |/
.-. +---| T6
| |R5 | |>
| |180 | |
GND '-' | .-.
=== | |/ | |R8
| +---| T5 | |20
+---+ | |> '-' RG174 Oszi
| | V | | ____ ____
| --- - D | +-(____(- -(____(-+--(o)
| --- | | | | | -
.-. | |< | |/ === .-. |
| |<-+-| T4 +---| T7 GND R10| | ===
| | |\ | |> 51| | GND
'-' | | | GND '-'
| | .-. .-. === |
| | R7 | | R9| | | ===
| | 120| | 20| | --- C10 GND
| 10mAX '-' '-' --- µ1
| | | | |
+-------+-----+-----+------+--------o -4V
D = 1N4148, T4= BF324, T5...T7 = BFR91A
-
Hallo!
Weil die Ausgangstufe sich so gut kompensieren lassen hat, möchte ich die FET Eingangstufe auch kompensiert bauen.
Im Code habe ich hoffentlich die letzte Version des DC Tastkopfes skizziert und so werde ich die Schaltung weiterbauen. Es kann sich noch etwas ändern, aber diesmal, erwarte ich keine große Probleme.
Wegen eventuellem Platzmangel in meinem Gehaüse könnten der Eingansteiler R1,C2 mit dem 2:1/20:1 Umschalter und der Kopplungkondensator C1 mit dem AC/DC Umschalter bei meinem Aufbau weg gelassen werden, weil ich für kleine AC Signale schon den HF Tastkopf habe. Ausserdem werde ich nach der Ermittlung der Werte den Trimmpoti R8 mit einem festem Spannungsteiler ersetzen.
Diesen DC Tastkopf nur mit dem 20:1 Eingangsteiler werde ich eigentlich für digitale Signale benutzen. Falls nötig, werde ich für HF Signale mit größerer Amplitude, die zu großen DC Offset haben, ansteckbaren C1 verwenden.
MfG
Code:
C6||µ1
C2? \ +---||--+---+-----+-------+---+----+---o +4V
AC ||/\ | || | | | \ 10mAX X10mA|
\ DC +--||-- + === 2,5mAX \| .-./\ | | ---C7
+o \o+ | /|| | GND | T3 |->|*|R8 .-. | ---µ1
| | 2:1| ___ | |-+ <| /| |10k | | | |
| || | o-+-|___|-+-o | T1 | '-' R10| | | ===
<-+-||-+-o-- R1___ 10k--o-+->|-+ | "0" | 330'-' | GND
|| o-+-|___|-+-o | | .-. +---+ | |/
C1? 20:1|R2 190k| .-. | |*|R6 | | +-| T7
| ||/ | R3 | | | | |180 | .-. | |>
+--||---+\10k| | .-. '-' | | | | |
\/|| |/\ '-'R4|*| | ||C5| | | | .-.
C3?\ --- |200| | +-||--+R9'-' | | |R12
/--- === '-' | ||? |430| |/ | |20
C4? | GND | |< === +-| T6 '-' RG174 Oszi
=== +-| T4 GND | |> | ____ -
GND | |\ V | +---(____(-+-(o)
D = 1N4148 |-+ | D - | | | | -
| T2 X5mA | | |/ === .-. |
T1,T2 = BF245A +->|-+ | |< +-| T8 GND R14| |===
| | +-------| T5 | |> 51 | |GND
T3 = BC547 GND | | | |\ | | GND '-'
=== | .-. .-. | .-. .-. === |
T4,T5 = BF324 | | R5|*| | | 5mAX | | | | | ===
C8--- |200| | | | | R| | | | --- GND
T6...T8 = BFR91A µ1--- | '-' '-'R7 |11'-' '-'20---C9
| | | |300 |120| |R13 | µ1
R2 = 180k + 10k +--+----+---+---------+---+---+----+---o -4V
-
Hallo!
Um die Eingangstufe mit zwei FETs sehr gut thermisch kompensieren zu können, sind zwei FETs mit identischen Parameter notwendig. Leider in 10 Stück beim Reichelt gekauften BF245A habe ich keine zwei identische gefunden.
Deswegen habe ich die im Code skizzierte Schaltung schnell getestet und festgestellt, dass bei Temperaturänderungen, dank der Diode D der Drainstrom Id fast konstant bleibt. Deswegen möchte ich sie wahrscheinlich verwenden.
Dabei muss nach der Messung des Ids der Widerstand ausgerechnet werden, um auf dem S des FETs +0,5 V gegen GND zu haben. Weil der Id des BF245A bei Ugs = -0,5 V im Bereich von 1 bis 3 mA liegt wird der Rs im Bereich von 1,6 bis 4k liegen und der Übertragungsfaktor des FETs höher als mit Rs = 200 Ohm wird.
Weil die Endstufe eine Verstärkung von Ku = 2,5 hat, vielleicht wird die Verstärkung sogar zu hoch sein und der T4 könnte nur als temperaturkompensierter invertierender Pegelschieber mit Verstärkung Ku = 1 arbeiten. Deswegen möchte ich mich zuerst mit der FET Eingangstufe beschäftigen.
MfG
Code:
o +4V
|
||
||Id
|V
|
|-+
| T1 = BF245A
<----+---->|-+
| |
.-. 0V+---------->
Rg| | |
| | .-.
'-' | | Rs
| | |
=== '-'
GND |
V
- D = 1N4148
|
o -4V
-
Hallo!
Die Testen der Eigangstufe mit einem, mit einer Diode kompensiertem FET, haben gezeigt, dass sie sich sehr gut für den DC Tastkopf eignet. Wenn man auf dem S eine Spannung 0V gegen GND einstellt, überträgt sie linear Signale symetrisch gegen GND mit Übertragungsfaktor 0,8. Die nötige gesamte Verstärkung der Folgestufen reduziert sich damit zu 1,25. Ich konnte nur bis +/-3V testen, weil mein Funktionsgenerator leider nicht mehr gibt. :(
Danach habe ich die thermische Drift kompensiert und dazu verschiedene Dioden verwendet. Bei 1N4148 war TK=+3 mV/K, BAT42 TK=+2 mV/K und bei Germaniumdiode GAY60 TK=-1,5mV/K.
Der zweite Wert ist für mich interessant, weil wenn die Eingangstufe so kompensiert wird, wird es den TK von bisheriger Schaltung (noch ohne T3,T4) deutlich sinken, da die Ausgangstufe ohne Kompensierung TK=-6 mV/K hat (das enspricht -2,4 mV/K am Eingang). Aber die optimale Kompensierung wird erst am Ende noch mal analisiert.
In jedem Fall die FET Eingangstufe bei Ugs=0 V sollte linear sogar höhere Spannungen übertragen können. Deswegen werde ich noch mal zu der Ausgangstufe zurückkommen müssen und versuchen mit kleinerer Verstärkung (Ku=1,25 bzw. Ku=1) die max. Ausgangsspannung ohne Oszillationen rauszufinden.
Vielleicht werde ich doch einen Hub von 6 V rauskriegen und mit Verschiebung der Nullinie die digitale Signale ohne Teilung am Eingang des Tastkopfes zum Oszi übertragen können. Das verlangt aber entsprechende Erhöhung der Versorgungsspannungen, damit alle Stufen den Hub von 6 V übertragen können.
MfG
-
Wenn man das Kabel direkt am Tastkopf hat, muss man ja kein 50 Ohm Kabel nehmen, man kriegt ja auchLeitungen für 75 Ohm oder gar 93 Ohm. Das könnte den Strombedarf und die Verlustleistung der Ausgangsstufe reduzieren.
Der Tk von 3 mV/K für die 1N4148 kommt mir zu hoch vor, das würde nur für sehr niedrigen Strom passen. Ein positiver Tk wohl ohnehin nicht. Eigentlich sind das fast immer rund -2 mV/K, wenn man rund 600 mV bei Raumtemperatur hat.
-
Hallo Besserwessi!
Ich habe das Koaxkabel RG174 mit 50 Ohm gewählt, weil das dünnste beim Reichelt in 5m Ringen erhältliches ist (Durchmesser 2,8 mm) und bei dem bleibe ich.
Ich habe die Werte von TK gemessen und nicht interpretiert, weil das so ist und lässt sich nicht ändern. Woher hast du die 600 mV? Für mich bei -2 mV/k braucht man dafür Unterschied von 300°C oder verstehe ich das nicht richtig?
Ich habe für jede Diode mit dem Rs die Spannung auf dem S auf 0 eingestellt, die Ausgangsspannung auf 0 gestellt, die Schaltung um 20°C über die Raumtemperatur erwärmt und die Ausgangspannung Uo gemessen. Den TK habe ich jeweils durch Teilung der zwei Werte ausgerechnet TK=Uo/20. Ist das falsch?
Die ausgerechnete Werte gelten, wegen unlinearität der Temperaturdrift der Schaltung, nur für bestimmten Temperaturbereich. Beispielweise der TK der Schaltung mit GAY60 für Temperaturänderung von 20°C bis 45°C ist -2 mV/K.
MfG
-
Hallo!
Ich habe mir das ganze mit dem aktivem DC Tastkopf noch mal über Kopf gehen lassen und die scheinbar optimale Variante angennomen, die schnell den Aufbau beenden ermöglichen sollte.
Weil die temperaturkompensierte FET Eigangstufe einen Übertragungsfaktor Ku=0,8 hat und die Ausgangstufe eine Verstärkung Ku=2,5 hat, ergibt sich eine gesamte Verstärkung des Tastkopfes Ku=2.
Wenn ich also am Eingang einen 20:1 Teiler anwende, wird der gesamter Übertragungsfaktor 10:1 sein. Der Spannungshub am Ausgang +/-1 V ist ohne Probleme realisierbar und dank der Verstärkung der Ausgangstufe brauchen die Stufen von Eingang an nur den Hub von +/-0,4 V übertragen.
Da die FET Eingangstufe sich mit positivem TK realisieren lässt, kann ich wahrscheinlich auf die den Hub mindernde Kompensierung der Ausgangstufe verzichten und die Versorgungsspannungen sinken.
Ich werde jetzt den Tastkopf zu Ende bauen und danach den aktuellen Schaltplan posten. Es wird leider noch ein bißchen dauern. :(
MfG
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Normalerweise wird der TK direkt am Bauteil gemessen. Also nur die Spannung an der Diode, und nicht erst am Ausgang des Verstärkers. das kann natürlich einiges erklären. Die Ge diode ist dann aber komisch.
Die 600 mV waren für die normale Flußspannung gedacht. Bei Si Dioden folgt die Tempearturabhängigkeit der Flußspannung ziehmlich typen-unabhängig einem einfachen Muster. Als Funktion der Temperatur gibt sich eine Gerade die zu 0 K extra poliert bei ziehmlich genau 1,25 V (den Genauen Wert weiss ich gerade nicht) ergibt. Bei einer Typischen Flußspannung von 650 mV kriegt man so gerade die Typischen -2 mV/K. Bei weniger Strom und damit weniger Spannung einen etwas höheren TK.
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Das war nur ein Mißverständniss, weil ich die ganze skizzierte Schaltung und nicht nur die Diode gemessen habe. Dann passt alles. :)
Ich kann mir das mit der Ge Diode nur so erklären, dass die Flußspannung der Ge Diode (0,67 eV) materialbedingt schneller wie der GS Strecke des FETs (1,11 eV) sinkt, und die Differenz der Spannungen, die am Ausgang (S) gemessen wurde, negativ ist.
Ich habe noch für ein paar Kombinationen von verschiedenen Dioden in der o.g. Schaltung getestet und folgende komische TKs in mV/K gemessen:
3 x GAY60 .................-> -2,5
GAY60 + BAT42 .........-> -2,5
2 x GAY60 .................-> -3,0
2 x GAY60 + 1N4148 -> -3,0
Ich habe aber den Strom nicht gemessen, dessen Änderung sicher die komische Werte verursacht.
MfG
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Hallo!
Ich habe noch mal kurz die FET Eingangstufe analisiert. Wenn der FET mit einem Übertragungsfaktor 0,8 und Ugs=0 arbeiten würde, wird nur kein Gatestrom fliessen und der FEF sehr hochohmig wird, wenn die GS Strecke nicht leitend wird.
Angenommen, dass die GS Strecke erst ab ca. +0,6 V leitend ist, ergibt sich die max. Eingangspannung Uin von ca. 0,2 Uin <+0,6V also Uin <+3V. Beim 2:1 Eingangsteiler wird max. Uin<+6 V und bei 20:1 max. Uin <+60 V.
MfG
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Es ist wirklich ein FET, seine GS Diode wird im Normalbetrieb nie leitend.
Das Feld das über das Gate eingebracht wird läßt den Kanal leitend werden, so ab einer Sperrspannung von -2V oder -3V (genauer im Datenblatt, nur die Spannung streut auch ziemlich). Den maximalen Drainstrom erhält man bei Ugs = 0 für den Arbeitspunkt sind Parameter angegeben.
Weitere Parameter für 25% des Drainstroms von Ugs =0 dann also bei einer Sperrspannung an der GS Diode.
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Hallo Manf!
Ich habe bloß versucht den Bereich den Eingangspannungen für "Normalbetrieb" zu finden in dem, die GS Strecke des FETs gesperrt bleibt.
Wenn auf der Gate die Spannung höher um die Flußspannung der GS Strecke als auf dem Source wird, ist die GS Strecke leitend und der Eingangswiderstand wird sehr niedrig. Beim Übertragungsfaktor 0,8 solange die GS Strecke nicht leitet, wird immer nur die 80% der Gatespannung auf dem Source.
Deswegen z.B. für die Spannung +4V auf der Gate wird auf dem Source 0,8*4=3,2V. Dann ist die Differenz zwischen Gate und Source theoretisch 0,8V und die Strecke GS leitet. Praktisch wird die Differenz der Spannungen gleich der Flussspannung der GS Strecke, aber es wird schon Gatestrom fliessen.
MfG
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Hallo!
So wie im Code wird mein DC Tastkopf 1:1 als Testschaltung gebaut.
Nach dem Aufbau habe ich den Eingangsteiler mit C1 kompensiert und das Nullpegel mit dem Trimmpoti P so eingestellt, dass bei 0 V am Eingang auf dem Ausgang -3 V ist. Das ermöglichst das Messen von unipolaren digitalen Signalen mit Amplitude von 0 V bis +6 V. Für grössere unipolare Amplituden muss man lediglich nur den Eingangteiler ändern.
Der Kondensator C4, der den Pegelschieber mit T4 eventuell für HF frequenzkompensieren sollte, wurde bisher nicht eingelötet. Als nächstes wollte ich die frequenzkompensierung durchführen. Ich habe leider feststellen müssen, dass ich eben keinen Referenztastkopf habe um ein Signal aus einem 80 MHz Quarzgenerator zu vergleichen. Beim Vergleich jeder Tastkopf hat etwas anderes gezeigt und die Amplitude hat bei dem HZ40, dem ich am meisten vertraue, gestimmt. Deswegen wurde kein C4 gebraucht. Ein Signal aus einem Quarzgenerator 14,318180 MHz auf meinem Oszi (Bandbreite 150 MHz mit -3 dB) sieht noch schön rechteckig aus.
Danach habe ich den Tastkopf noch ohne Gehäuse auf die schelle mit 1 MHz Quarzgenerator getestet. Vergleich mit dem passivem Tastkopf 10:1 HZ40 mit 12 pF von Hameg hat gezeigt, dass bei dem aktivem Tastkopf die Flanken gegen dem passivem Tastkopf nur um 10 ns verzögert sind, sonst sind die Rechtecke, außer 10-fach größerer Amplitude bei dem aktivem Tastkopf, praktisch identisch. Der TK der gesamter Schaltung gemessen auf dem Augang bei 0 V am Eingang ist 5 mV/K. Die Eingangskapazität muss kleiner als C1 = 1,8 pF sein.
Für interesierten kann ich gewünschte Fotos posten.
MfG
Code:
C5||µ1
C1 1p8 +-||--+---+--------+------+---+-----+---o +5V
| || | | | 10mAX X30mA |
|| === 5mAX \| "0" .-.P | | ---C6
+--||---+ GND | T2 |--+->| |10k .-. | ---µ1
| || | |-+ <| | *| | | | | |
| ___ | | T1 | --- '-' R6 | | | ===
<-+-|___|-+---+->|-+ | ---C2| 330'-' | GND
R1 51k| | | | || | µ1| | |
| .-. | +-||-+---+ | |
--- | |R2 | | ||C3 µ1| | |
Cm --- | |51k| .-. === | |/
| '-' | |*|R4 GND +-| T5
| | | | |300 | |>
=== === | '-' | |
GND GND | | ||C4 ? | |
| +-||-+ | |
| | || | |/ |
| |< === +-| T4 | RG174 Oszi
Cm = Montagekapazität 0V+-| T3 GND | |> | _____ -
| |\ | | 0V+---(_____(-+-(o)
D = BAT42 | | | | | | | -
R3.-. X5mA | | |/ === .-. |
T1 = BF245A 1k|*| | | +-| T6 GND R9| |===
| | +-----------+ | |> 51| |GND
T2 = BC547 GND '-' | | | GND '-'
=== | .-. .-. .-. === |
T3 = BF324 | | | |R5 R7 | | | |R8 | ===
C7--- V | |300 120| | | |20 --- GND
T4...T6 = BFR91A µ1--- D - '-' '-' '-' ---C8
| | | | | | µ1
+----+---+---------------+---+-----+---o -5V
-
Hallo!
Nach dem Kurztesten des DC Tastkopfes habe ich mir noch abschliessende gedanken gemacht.
Das mit dem Nullpegelverschiebung ermöglichst zwar das Messen von unipolaren signalen mit Amplitude 0 V bis +6 V, aber wegen bei 0 V am Eingang am Ausgang permanent existierender Gleichspannung von -3 V, macht Probleme beim Umschalten der Eingangsspannungsbereiche am Oszi beim DC.
Deswegen habe ich mich entschieden für Eingangsteiler 4:1 und somit untypischen für Tastköpfe gesamten Teilungsfaktor 2:1 und keine Verschiebung des Nullpegels. Das wird noch zusätzlich die Eingangskapazität mindern.
Ausserdem habe ich doch ein Kopplungskondensator und Umschalter für AC eingebaut um den "eintekcbaren" Kondensator, wenn er nötig wird, nicht immer zuerst lange suchen zu müssen. Die niedrigste Frequenz ist um 25 Hz, was sogar Messungen von Netzbrumm ermöglichen sollte.
Die Transistoren T5 und T6 in der Ausgangstufe, die in der AB Klasse arbeiten, leiten für größere Signale um +/- 4V abwechselnd und somit wird der mittlere Strom von 50 mA für BFR91A nicht uberschritten. Die im Schaltplan enthaltene Werte für Kollektorströme sind nicht kritisch und wurden nur als Richtwerte angegeben.
Das ganze kann natürlich noch kleiner und günstiger für HF nur mit SMD Bauteilen gebaut werden. Ich habe es gemischt gebaut, weil ich die schon vorhandene Halbleiter verwenden wollte.
Der aktuelle und geprüfte Schaltplan des aktiven DC Tastkopfes ist im Code. Weil der neue Tastkopf eine HF Spannung mit Teilung 2:1 bis zum 6 Vpp zum Oszi übertragen kann, wird der vorherige HF Tastkopf von mir recycled. O:)
Ich möchte mich am Ende beim Besserwessi für seine sehr für mich hilfsreiche Beiträge herzlich bedanken! :)
Die Inbetriebnahme des Tastkopfes ist sehr einfach:
1. Ermitteln und einlöten des Widerstandes R3 mit dem die Spannung auf dem Source des FET möglichst nah von 0 V ist.
2. Einstellen auf dem Ausgang mit dem Trimmpoti (P) 0V beim 0 V am Eingang.
3. Kompensation des Eingangsteilers mit C1 genauso wie bei jedem Tastkopf.
Viel Spass beim Aufbau und Benutzung! :)
MfG
Code:
C5||µ1
C2 p4 +-||--+---+--------+------+---+-----+---o +5V
AC/DC | || | | | 10mAX X30mA |
/ *|| === 5mAX \| "0" .-.P | | ---C66
+-o/ o-+--||---+ GND | T2 |--+->| |10k .-. | ---µ1
| | || | |-+ <| | *| | | | | |
| || | ___ | | T1 | --- '-' R6 | | | ===
<-+--||--+-|___|-+---+->|-+ | ---C3| 330'-' | GND
|| R1 91k| | | | || | µ1| | |
| .-. | +-||-+---+ | |
C1 µ33 --- | |R2 | | ||C4 µ1| | |/
Cm --- | |30k| .-. === +-| T5
| '-' | | |R4 GND | |>
| | | | |300 | |
=== === | '-' | |
GND GND | | |/ |
| |< +-| T4 | RG174 Oszi
Cm = Montagekapazität 0V+-| T3 GND | |> | _____ -
| |\ | | 0V+---(_____(-+-(o)
D = BAT42 | | | | | | | -
R3.-. X5mA | | |/ === .-. |
T1 = BF245A 1k|*| | | +-| T6 GND R9| |===
| | +-----------+ | |> 51| |GND
T2 = BC547 GND '-' | | | GND '-'
=== | .-. .-. .-. === |
T3 = BF324 | | | |R5 R7 | | | |R8 | ===
C7--- V | |300 120| | | |20 --- GND
T4...T6 = BFR91A µ1--- D - '-' '-' '-' ---C8
| | | | | | µ1
+----+---+---------------+---+-----+---o -5V
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hallo PICture und Besserwessi !
ich fand euch beiden echt prima.
es hat richtig spass gemacht, euch zu belauschen!
dazwischenfunken konnte ich garnicht, da eure vorgehensweise
sehr sehr professionell klang. da kann man da mit bauerschläue egentlich nix zu sagen.
irgendwie seid ihr halt prima gewesen.
danke!
gruss klaus
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Hallo kolisson!
Na ja, ich wollte mir bloß einen aktiven Tastkopf bauen um HF beobachten zu können ohne Vermögen auszugeben. Der Besserwessi wollte es auch, und so hat es angefangen.
Ich habe noch ein paar interesante Themen, aber befürchte, dass wie üblich nur sehr wenige sich an der Diskussion beteiligen werden. Das von dir erwähnte Problem ist, dass ich leider, obwohl ich mich bemühe, nicht anders "sprechen" kann.
Danke dir für so gute Bewertung, aber während der Diskussion, habe ich manchmal gar nicht daran gedacht, dass es ausser Besserwesssi noch jemand liest, weil ausser ihm und dem Manf sich keiner beteiligt hat.
MfG
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mach dir deswegen keine sorgen mein freund...
oft stört es ja, wenn leute dazwischenquatschen. und ihr war auf so einem hohen level (zumindes schien das so) , als solte man da einfach mal seine eigenen blöden bemerkungen für sich behalten...
... sozusagen... die künstler nicht stören.
ich werde mich nicht scheuen, wenn das, was ihr da konstruirt habt, auch gut funktioniert, es auch nachzubauen.
ich selbst hab vor einigen monaten alle aktivitäten bezüglich enmtwicklung (also hobbymässig) eingestellt, da mir klar wurde, dass mein ganzes equippment den ansprüchen, die ich heute habe, nicht mehr gerecht wird..
mein labor liegt also seit monaten brach und hat bisher ein labornetzteil hervorgebracht, was ganz gut ist.
als nächstes werde ich den neuen frequenzzähler bauen... dann den neuen dds-generator
und dann ... dann kann ich endlich wieder vernünftig arbeiten.
da freue mich schon drauf
ich hoffe du verstehst mich.
gruss klaus
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Hallo ihr beiden,
ich denke, dass eine Ansichtszahl von 3800 momentan doch Bände spricht. Ich selber habe auch von Anfang an mitgelesen. Ich fand es ziemlich interessant und ebenfalls eine professionelle Herangehensweise! Da es mein Wissen aber nicht erlaubte, blieb ich eben ein stiller Mitleser wie vermutlich noch viele mehr.
Ich würde mich über ein abschließendes Bild des Aufbaus des HF-Aktivkopfes sehr freuen.
Viele Grüße und weiter so,
hacker
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Hallo!
Der Tastkopf ist noch nicht ganz fertig, weil er bisher nur kurz getestet wurde. Es können sich noch Kleinigkeiten ändern, wenn ich ihn schon benutzen werde. Momentan befindet er sich noch in einer "Schleifphase". O:)
@ kollison
Du darfst mich ein Freund nennen, weil ich festgestellt habe, dass wir von der Natur aus sehr ännlich sind. Mein nächstes Thema hier im Forum wird... "Frequenzzähler selber bauen". Mein Problem ist, und war schon immer, nicht wie es am einfachsten gemacht wird, sondern was wirklich gebraucht wird. Das interessanteste für mich ist immer, was am Ende entsteht.
@ hacker
Auf das bild, das leider nicht besonders esthetisch wird, musst du noch ein bischen warten, weil ich noch damit beschäftigt bin, den "Schaltplan" ins "Gehäüse" reinzubringen. Wenn ich damit fertig bin, werde ich es posten.
MfG
