Bauteilgruppe für Motor-H-Brückensteuerung gesucht/Auftragsarbeit

[Holomino]

Ich hab mal ne Grobschätzung bezüglich der Verluste einer nachgeschalteten H-Brücke gefahren:

Wenn ich als P-CH einen AO D403 (RDsOn = 8mOhm) und als N-CH einen AO D4132 (4mOhm) verwende, komme ich bei 100% Aussteuerung auf weniger als 0,3W Verluste.

Addiere ich alle Schaltzeiten, auch die des vorhergehenden Treibers auf dem Shield, komme ich auf knapp eine halbe Mikrosekunde, das will heißen, etwa 1% zeitlich (bei 20kHz PWM, also 50µs Zyklus) werden Schaltverluste generiert. Wieder worst case (alles Eingespeiste wird am Transistor verschaltet (*)) sind das bei 60W Input * 1% also 0,6W.
- Treiberschaltzeit auf dem Shield: 230ns (H->L) + 60ns (L->H).
- Ausgangsimpedanz des Shields 12V/3A = 4R laden 2* 2300pF Eingangskapazität. Nach 5*tau = 5*RC also 100ns ist die Umschaltung komplett.

Über Verluste an den Freilaufdioden mache ich mir keinen Kopf, die kann man auch extern anbringen. Es sind also gaaanz grob 0,9W, die am Transistor verbrannt werden.

Beim verwendeten DPAK-Gehäuse steigt mit Kupferfläche unter dem Drain die Temperatur um ca. 80..90°C/W. Die Transistoren würden also ohne weitere Kühlung bei Raumtemperatur max. 120°C heiß, wenn das Gefährt dauerhaft im Stall vor einer Wand steht. Naja, bis 175° dürfen sie.

Hab ich mich da irgendwo verkalkuliert?

[HaWe]

gibt es jetzt schon umsetzbare Vorschläge?

Ich habe inzwischen auch noch eine 3. Variante von HBrücken-Platinen gefunden mit einer anderen d1,d2,en-Belegungslogik, welche bis zu 13V Inputs vertragen; so könnte man sich die Zenerdioden sparen, wenngleich die sicher auch nicht stören würden. Es ist Variante 2-(C) in den Bildern unten.

Die alten Motorausgänge könnten direkt an d1+d2, da sie die wechselnde Polarität mit pwm "verstehen".
Allerdings machen mir 2 Dinge noch etwas Kopfzerbrechen
a) die erwähnte pwm-Frequency von nur 16kHz wenn ich es richtig lese (ich habe ja 20kHz), und
b) das enable-Signal: es müsste automatisch auf HIGH, wenn d1 ODER d2 High sind, auch wenn sie pwm-moduliert sind, und auf LOW wenn d1 UND d2 dauerhaft Low sind - hier muss man also sicher auch Kondensatoren u/o Dioden als Bauteilgruppe dazwischenschalten, um ein geglättetes en-Signal zu bekommen, unbeeinflusst durch pwm peaks. Es ist aber auch nicht klar ersichtlich für mich, ob man auf enable eventuell komplett verzichten kann.



Wäre das evtl leichter umzusetzen als die bisher genannten Varianten?

[shedepe]

Du machst dir meiner Ansicht nach das Leben nur mal wieder selbst schwieriger. Du hast einen Mikrocontroller, kanst den Vollkommen frei programmieren. Warum nutzt du das nicht? Warum sich unbedingt drauf versteifen was man im Moment gerade vor sich stehen hat anstatt es einmal richtig zu machen....

[HaWe]

nein, du hast das Problem nicht verstanden - bitte lies noch mal die Anforderungen durch:
es hat schon bestimmte Gründe, warum das Raspi IO-Shield (das nicht frei programmierbar ist ! ) unverändert bleiben soll und stattdessen dessen (schwache) Motorausgänge, so wie sie sind, nur quasi "verstärkt" werden sollen, damit dann alles auch für deutlich stärkere Motoren verwendbar wäre.
Vorschläge für Bauteilgruppen, die man quasi zwischen Motorports und starke Motoren hängen kann, sind ja schon zuhauf gemacht worden, jetzt geht es um die möglichst beste Lösung.

[HaWe]

also hat immer noch niemand eine Lösung für die Motorport-Verstärker-Baugruppe?

[Andree-HB]

also hat immer noch niemand eine Lösung für die Motorport-Verstärker-Baugruppe?

...unmöglich, soetwas !
Warum gibt sich denn keiner Mühe ???

[Holomino]

Ich hätte 'nen Ansatz, aber der HaWe will das immer so...
... so fertig.

(Außerdem bin ich zu schüchtern
)

[Peter(TOO)]

a) die erwähnte pwm-Frequency von nur 16kHz wenn ich es richtig lese (ich habe ja 20kHz),

Die 16kHz gelten für irgendwelche Motoren. Es sind bis 80kHz möglich.

Das Problem mit der Frequenz ist die Induktivität, sie begrenzt rein physikalisch die maximale sinnvoll verwendbare PWM-Frequenz.
Legt man an einer Induktivität eine bestimmte Spannung an, stellt sich ein bestimmter Strom ein, welcher mit zunehmender Induktivität kleiner ist. Erst wenn sich dann das maximale magnetische Feld aufgebaut hat (Bei einem Eisenkern durch die Sättigung begrenzt) fliesst dann ein Strom, welcher nur noch durch den Ohmschen Widerstand begrenzt ist.

Das ist eben auch der Grund, wieso ein 60Hz-Trafo bei 50Hz heiss wird. Die Induktivität ist so berechnet, dass bei einer Halbwelle das Eisen nicht in die Sättigung kommt. Bei 60Hz sind dies 8.3ms aber bei 50Hz 10ms. Allerdings kommt der 60Hz-Trafo mit entsprechend weniger Eisen aus.

Deshalb hat man früher Schrittmotore mit, zur Schrittfrequenz proportional, steigender Spannung betrieben. Um hohe Schrittfrequenzen zu erreichen wurde für einen 3.6V Motor die Spannung bis um 100V hochgeschraubt. Der Motorstrom, und damit die Motorleistung, blieb dabei im wesentlichen konstant.
Aber Wehe wenn die Schrittfrequenz zusammenbrach und die Spannung hoch bliebt. Das gab dann ein Grillfest.
Heute legt man eine Feste Spannung an den Schrittmotor und regelt den Strom über PWM.

Die Induktivität gibt an, wie schnell die Induktivität magnetisch geladen werden kann und das magnetische Feld erzeugt dann die Kraft auf der Welle.
Ist die PWM-Frequenz viel zu hoch, erreichst du nur einen Teil des Magnetfeldes und dadurch auch nur einen Teil des Drehmoments.

Deshalb können eisenlose Motoren (Coreless) auch mit bis zu 80kHz betrieben werden.

Hier kannst du aber mit deinen 20kHz Probleme bekommen. Der Strom ist eben nicht der einzige Parameter, welcher begrenzt! Dickere Motoren haben auch eine höhere Induktivität und verunmöglichen höhere PWM-Frequenzen.

Hast du dich noch nie gewundert, wieso die Umrichterfrequenzen bei Strassenbahnen und der Eisenbahn im hörbaren Bereich liegen?

MfG Peter(TOO)