Archiv verlassen und diese Seite im Standarddesign anzeigen : [ERLEDIGT] Aktiven Tastkopf selber bauen (fertig zum Nachbauen)
Hallo!
Ich habe mich entschieden, wegen Preis, einen aktiven Tastkopf selber zu bauen. Nach langer Suche habe ich im Internet nur ein Beispielschaltplan gefunden (im Code oben) und für mein Bedarf ergänzt (im Code unten).
Ich möchte damit keine Konkurenz dem bekannten Herstellern machen, nur einen Tastkopf mit sehr niedriger Kapazität haben, um möglichst ohne Einfluß auf die HF Schaltung die Signale zu beobachten.
Befor ich aber mit dem Bauen anfange, wollte ich das zuerst anschauen lassen, weil vielleicht man noch etwas besser machen könnte.
Vielen Dank im voraus! :)
Edit: Übrigens, wenn jemand sich einen aktiven DC Tastkopf nur bauen möchte, braucht nicht den ganzen Tread durchsuchen, weil alles nötige für Nachbau ab der Seite 6 ist. Leider Google unterstützt nicht das Program, das zur Skizzierung der Schaltpläne benutzt wurde und es ist nötig sich direkt ins Roboternetz einzulogen:
https://www.roboternetz.de/phpBB2/posting.php?mode=editpost&p=407804
Viel Erfolg beim Nachbau und Spass bei Benutzung! :)
MfG
Offset
V
| +---+---+------< +Vcc
.-. | | |
Rr| | | .-. |
C1 '-' | | | |
+--||--+ | | '-' |
| __ | | |-+ | |
Spitze <--+-|__|-+--+->|-+ | |
R1 | | |
.-. | |/
| | +-|
'-' | |>
| |< |
+-| |
| |\ |
|-+ | | __
+->|-+ | +-|__|-> Ausgang
| | | | Rs
| .-. | .-.
| | | | | |
| '-' | '-'
| | | |
+----+---+---+------< -Vcc
+---+-----+
| | |
=== - C1 | C2
GND - µ1 /-\220µ
| +|
+-----+--------+----------------------o +5V
BF245A | | |
|-+ .-.R4 X 40mA
Spitze <---+--->|-+ | |470 |
| | '-' |
.-.R1 .-.R2 | |/
| |1M | |470 +------| BFR91A
'-' '-' | |> RG 174 Oszi
| | |< | _______ ______ _
=== +---| BF324 +-(______(- -(______(-(o)
GND | |\ | |
|-+ | .-.R5 +-+-+
+->|-+ | | |51 | |
BF245A | | | '-' C5 10µ .-. -
|2mA X X 10mA | / 1M| | -15p
| .| \ | +-----[|-----+ '-' |
| .-./\ | | \+ | | |
|"0"| | R3 | | | === ===
| /'-' 470| +-----||-----+ GND GND
| | | | C6 µ1 |
+----+-----+ | __ |
| | | -2V ->+-|__|-+ |
C3 - /-\ C4 | 3|R6 120| |
µ1 - +| 220µ| .---. | |
| | | |LM |1 | _ |
=== === | |337|----+-|_|-+
GND GND | | | R7 75 |
| '---' ===
| 2| GND
+--------+----------------------o -5V
Besserwessi
14.11.2008, 23:56
Je nach wert der Widerstände sollte man auf den Kondensator am Eingang verzichten können. Ich würde eher R1 >> Rr sinnvoll halten, also mit Spannungsteiler am Eingang. Dann wäre eher ein Trimmcondensator (ca. 1-10pf) parallel zu Rr sinnvoll.
Die Verstärkerstufe hinter den Fets sieht nicht so besonders linear und nur für einen recht kleinen Signalbereich geeignet aus. Da sollte sich was besseres finden lassen, und wenn es eine schneller OP ist. Der max4012 wäre ein Beispiel, aber das gibt es massig Typen.
Man sollte eventuell auch noch etwas ESD Schutz vorsehen, z.B. Dioden vom FET Gate zur Versorgung. Wenn es sein muß auch mit Bootstrapping. Zusammen mit einem nicht zu kleinen R1 sollte das als Schutz reichen.
Herzlichen Dank für deine Beurteilung und Tips. :)
Ich habe gedacht dass es nur bis zum ca. +/- 2V Signal vom Messpunkt zum Oszi übertragen muß, da für größere Spannungen habe ich ja den Tastkopf 100:1 mit Eingangsimpedanz 2 pF. Und der FET Tastkopf wird, zumindest bei mir, nur für kleine Signale benutzt. Deswegen habe ich keinen Spannungsteiler am Eingang vorgesehen und der Spannungsfolger nach dem FET brauch auch nicht mehr weiterleiten.
Es sollte zuerst etwas einfaches sein und aus Teilen die ich schon habe. Wenn es nicht zufriedenstellend funktionieren wird, muss natürlich etwas besseres gebaut werden, dann schon mit ICs.
Ich habe extra keine Schutzdioden am Eingang vorgesehen, weil sie sicher die Eingangskapazität, die ich möglichst klein haben will, erhöht werden. Der T1 sollte laut Datenblatt bis zum +/- 30V aushalten, da der Gatestrom durch die Konstantstromquelle T2 auf 2 mA begrenzt ist.
Ich überlege gerade, ob ich die ganze Schaltung nicht mit +/- 2V versorgen soll, dann kann ich nämlich auf den LM317 verzichten.
Für mich wichtig ist, dass es grob passt und gebaut werden darf. :)
MfG
Besserwessi
15.11.2008, 13:52
Ganz ohne Widerstand am Eingang hat man sehr wenig Schutz, da reichen auch die +-30 V nicht weit. Kleine Dioden sollten mit Vorspannung eine Kapazität von etwa 0,5..1 pF haben. Das sollte man noch vertragen können. Mit einem Teiler auf die Hälfte am Eingang sollte man dann immer noch unter 2 pF kommen. Den Verlust an Signal kann man gut durch etwas Verstärkung wieder kompensieren. Etwas verstärkung sollte man ohnehin haben, denn durch den Leitungsabschluß verliert man die Hälfte der Amplitude. Hinter die Fets sollte also eine etwa 4 fache Verstärkung, damit man nicht unnötig viel Rauschen rein kriegt.
Der Leitungsabschluß ist noch nicht richtig: Da sollte ein Widerstand (50 Ohm weniger Ausgangsimpedanz) zwischen Verstärker und Kabel. Außerdem muß auch an der Oszilloskopseite eine Abschlußwiderstand hin.
Wenn man kein IC nehmen will, würde ich den Verstärker so ähnlich bauen wie in dem oberen Plan, nur mit dem Emitter des ersten Transistors nicht an -vcc, sondern an das geteilte Ausgangssignal. Auch mit den sonst schnellen Transistoren hat man sonst doch eine Frequenzabhängige Verstärkung.
Die Versorgungsspannugen sollte man nicht kleiner wählen wegen der dann steigenden Sperrschichtkapazitäten. Mit kleinen Widerständen für hohe Grenzfrequenz muss man beim Entwurf immer auch die Verlustleistung im Auge behalten, die 5V sind schon ein Kompromiß zwischen Sperrschichtkapazität und Verlustleistung.
Die beiden Bipolartransistoren bilden einen doppelten Emitterfolger mit kompensierter Nullpunktverschiebung. In der zweiten Schaltung ist der BF324 richtig herum drin.
Interessant wird sicher auch das Layout, die einzelnen pF für Dioden hat man durch den Aufbau auch schnell drin. Ein Patentrezept habe ich leider auch nicht.
Hallo!
@ Besserwessi
Vielen Dank für Weitere Tips, aber ich möchte zuerst die Schaltung, wie gezeichnet aufbauen und prüfen.
Ich will am Eigang kein zusätzlichen Schutz haben, der mir die Angangskapazität vergrössert und das Signal teilt. Wenn jemand einen Schutz bzw. Eingangsteiler haben will, kann sich sowas ansteckbares dazu bauen.
Wahrscheinlich werde ich jedoch ein Kondensator anwenden, weil bei höherem DC Anteil im Signal der T1 übersteuert wird. Meistens ist das mich interessierte HF Signal im Bereich ein paar mV und auf DC Potenzial um ein paar V.
Der Asgang ist an das 50 Ohm eiseitig angepasst und das sollte zuerst reichen. Theoretisch wird natürlich das Ausgangssignal am Oszi reflektiert, aber beim Rückkehr wird es vollständig durch R4 "verschluckt", so das keine stehende Welle entsteht. Es ist nicht optimal, und wenn es störend wird werde ich noch am Oszi-Stecker 50 Ohm SMD anlöten müssen, was bei den Stecker die ich jetzt habe, fast unmöglich ist. Es gibt zwar fertige 50 Ohm Durchgangsabschlüsse, aber so weit ich weiss, dort steckt ein 2W Widerstand und ich befürchte das auch entsprechend ziemlich große Kapazität.
@ Manf
Sorry, es war mein Fehler in der obere Skizze und ich habe es bereits ausgebessert. Der BF324 ist richtig herum.
Mit den Versorgungsspannungen war nur ein Gedanke, das ich ziemlich schnell als Nonsens erkannt habe, da der lineare Bereich des Verstärkers zu klein geworden wäre.
Ich baue es, wie bisher immer, auf einer Lochrasterplatine mit SMD 1206 und erspare ich mir die Enttäuschung, dass es auf der geätzter Platine anders funktioniert. :)
MfG
Besserwessi
15.11.2008, 16:40
Für einen ersten Test geht es ohne Abschluß am Oszilloskop, aber nicht wirklich gut, denn duch die Refelxion kriegt man die doppelte Amplitude, auch wenn es keine wirklich stehende Welle gibt. Bei den fertigen Abschlußwiderständen braucht man sich eigentlich nicht um die kapazität sorgen, denn das soll ja ein Leitungsabshcluß werden. Es kommt also nur darauf an des die 50 Ohm stimmen. Wenn da zu viel Kapazität drin wäre, wäre der nicht als Leitungsabschluß bei den Frequenzen geeigent, egal was am anderen Ende dranhängt.
Der Emitterfolger mit 50 Ohm als Arbeitswiderstand wird weniger als 50 Ohm Ausgangswiderstand haben, also keine richtige Impedanzanpassung geben. Da sollten wenigstens 27 Ohm, eher 39 Ohm als Serienwiderstand dazu. Egal wie mans nimmt, man verliert da die Hälfte der Amplitude. Da die 50 Ohm Arbeitswiderstand ohnehin nicht als Abschluß wirken, kann man auch einen größeren Widerstand nehmen und dann die vollen -5 V nehmen.
Als ersten Test kann man auf etwas Verstärkung verzichten, aber wenn man wirklich Signale von nur ein paar mV messen will, wird man da kaum drumrumkommen. Ohne Verstärkung wird man etwa das 3 fache an Rauschen vom normalen Oszilloskopeingang (ohne Tastkopf) haben, mit Verstärkung könnte man etwa so gut wie das Oszilloskopeingang werden.
Für den ersten Aufbau würde ich eher frei fliegend oder "dead-bug style" vorschlagen, denn Lochraster hat recht viel kapazität. Norfalls auch gemischt, den Eingangsteil Frei fleigend, die Transistoren auf eine Lochraster/Punktraster.
Bei Frequenzen über 100 MHz glaube ich mehr der Praxis als Theorie. Die Abschlußwiderstände sind für LAN (10 MHz) bestimmt, also nicht für so hohe Frequenzen, deswegen bin ich skeptisch.
Den Ausgangswiderstand der Endstufe werde ich erst nach dem Aufbau messen können und entsprechenden Widerstand seriell mit dem kabel einfügen.
Mit der Verstärkung und Rauschen ist es auch relativ und entscheidend ist die erste Stufe, deren Rauschen in den weiteren Stufen verstärkt wird.
Ich verringere die Montagekapazitäten der Lochrasterplatine per Hand durch entfernen unbenutzten Lötpunkten mit 3,5 mm Bohrer. :)
Mfg
Besserwessi
15.11.2008, 17:56
Das mit dem Rauschen der ersten Stufe stimmt normalerweise schon. Nur hier hat die erste Stufe zusammen mit den Abschlußwiderständen eine Verstärkung von etwa 1/3 bis 1/2. Dadurch ist die Stufe die das Signal am kleinsten hat die Eingangsstufe des Oszilloskops, und die bestimmt dann das Rauschen, wenn man den "Verstärker" nicht noch wesentlich schlechter hat.
Welche Bandbreite ist denn überhaupt gefragt ? Bei 100 MHz wird man wohl kaum um einen Aufbau in SMD vorbeikommen. Da geht dann leider eher nur Aufbauen Testen, ggf. etwas verändern und weiter als ganzes testen. Ganz ohne Theorie (z.B. Simulation) wird das schwierig. Bei den hohen Frequenzen kann man kaum ohne Rückwirkung auf die Schaltung messen.
Weil men Oszi nur bis 150 MHz geht, mehr brauche ich nicht, könnte aber sein. O:)
Ich nehme natürlich SMD 1206 weil mit kleineren ist es schon in meinem Alter bißchen zu schwerig. Nur die Transistoren und Elkos sind verdrahtet. Den ganzen Aufbau wegen unberechenbare Montagekapazitäten könnte man kaum simulieren.
MfG
Frei fliegend geht es in jedem Fall auch bedrahtet, das lehrt schon die Vergangenheit. Ob Du einen Schutz am Eingang willst, wirst Du spätestens dann sehen, wenn der JFET anfängt irgendwie nicht mehr so zu arbeiten wie er es mal tat ;)
Ansonsten wurden ja schon alle Hinweise gegeben, was die Parallelterminierung am Oszi angeht... naja, ich habe in einem Aufbau mal sehr konsequent auf Abschlüsse geachtet, zwischen Baugruppen immer brav angepasst, aber letztlich hätte es an einigen Stellen sicher auch ohne funktioniert. Das "lange" Kabel zum Oszi würde mich allerdings schon über einen ordentlichen Abschluss nachdenken lassen.
Berichte mal über das Ergebnis, bin gespannt :)
Hallo schaun!
Natürlich werde ich ganze Zeit über Ergebnisse berichten. :)
Der Ausgangswiderstand der Ausgangsstufe mit dem BFR91A ist gleich Rout=Uce/Ic=125 Ohm. Ich habe versucht die Ausgangimpedanz der Ausgangsstufe mindestens zu schätzen. Aber in dem einzigem gefundenem Datenblatt, habe ich nur einen Diagramm mit S22 gefunden und ich habe nur über h22e gelernt. Deswegen weiss ich nicht was das seien sollte. In für mich interessierendem Frequenzbereich 100 bis 300 MHz ist der Wert fast gleich und beträgt 2. Aber was bedeutet das?
Hier ist der o.g. Datenblatt:
http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/vishay/85031.pdf
MfG
Weil ich sowieso den 1:1 Tastkopf für HF Spannungen brauche, sollte er doch eine Verstärkung haben, die ermöglichst das auf dem Ausgang gleiche Spannung, wie auf dem Eingang ist.
Ich habe neuer Schaltplan im Code skizziert und wenn er passt fange ich mit dem bauen an.
Vielen Dank fürs anschauen! :)
MfG
+-----------+------+------+---+---o +VCC
| | | | |
| .-.R4 .-.R5 | |
| | | | | | |
| C3 '-' '-' | |
| | | |/ |
| +--||--+ +----| T4 |
| | | | |> |
| | __ | |/ | |/
BF245A| +-|__|-+----| T2 +-| T5
T1 | | R3 |> |> C5
C1 |-+ === | | __ _____
<--||-+-->|-+ GND | +---+-||-|__|-(_____
| | |/ | | R8
| +---||----+------| T3 | .-.R7
| | C2 | |> | | |
.-. .-. | | | '-'
R1| | | |R2 | +---+ | |
'-' '-' | | | | ===
| | | C4 - .-.R6 | GND
=== === | - | | |
GND GND | | '-' |
| | | | T1...T4 = BFR91A
| === === |
| GND GND |
| __ __ |
+-|__|--+--|__|-+
R9 | R10
-
- C6
|
===
In für mich interessierendem Frequenzbereich 100 bis 300 MHz ist der Wert fast gleich und beträgt 2. Aber was bedeutet das?
Hier ist der o.g. Datenblatt:
http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/vishay/85031.pdf
Auf Seite 4 oben ist eine Bezugsgröße genannt 50 Ohm, allerdings auch die Schaltung, Common Emitter.
Besserwessi
16.11.2008, 09:36
@Picture:
Die gezeigte Schaltung ist eher weniger geeignet. Es könnte sein das man den Aufbau so hinkriegt das es nicht schwingt, einfach sollte das aber nicht sein bei so vielen so schnellen Transistoren. Da kann es auf Millimeterabstände ankommen. Selbst wenn die Schaltung nicht schwingt wird aber kaum einen für Messungen ausreichend glatten Frequenzgang kriegen.
Wenn man ohnehin nur am HF Bereich interessiert ist, könnte man auch Spulen/Trafos nehmen, dann kommt man mit weniger Transistoren aus. Im Prinzip sollte eine Verstärkung von etwas mehr als 6 dB gebraucht werden, das ist nicht viel.
Wenn man nicht gerade viel Erfahrung mit HF Verstärkern hat würde ich da dann doch ein spezielle HF Verstärker IC nehmen auch wenn man dafür bestellen muß. Für einen ersten Test wäre ein Emitterfolger als Impedanzwandler wohl schon ausreichend, auch wenn man für den Tastkopf dann eine Abschwächung kriegt.
Hallo Besserwessi!
Danke schön! Es freut mich, dass du keinen groben Fehler gefunden hast.
Wegen niedriger Linearität des FETs (ca. +/- 0,5 V) würde ich wahrscheinlich am Eigang einen Emmiterfolger mit Bootstrap bzw. Darlington verwenden, was nicht erheblich komplizierter ist.
Kaskode vor allem bei so kleiner nötiger Verstärkung (2x), wie du geschrieben hast, hat keine Tendenzen zum Schwingen.
Annliche Schaltung habe ich in meinem vor zig Jahren selbstgebautem Oszi angewendet. Wegen DC musste ich alles symmetrisch aufbauen und am Eingang wegen Temperaturstabilität einen doppelten MOSFET einsetzen. Dort beträgt die gesamte Verstärkung um 80 dB.
Ich werde keine Trafos o.ä. benutzen, weil das für niedrige Frequenzen ab ca. 10 Hz mit gleicher Verstärkung funktionieren sollte, damit man auch z.B. Brummspannung 50 Hz beobachten kann.
Ich erwarte eine Bandbreite von 10 Hz bis 100 MHz oder höher aber kann sein, dass ich keine Miniaturelkos mit großer Kapazität finde und die untere Frequenz höher wird oder ich die Ausgangstufe symmetrisch aufbauen werden müsste.
Ich glaube, dass ich es ohne weiteres hinkriege und untersuchen könnte, weil ich mit Verstärker bis ca. 1 GHz schon ein bischen Erfahrung habe.
Wenn du keine gravierende Fehler gefunden hast, dann baue ich es auf und teste. Mir ist bewusst, dass es keine leichte Aufgabe ist, ich habe aber bisher erst dann aufgegeben, wenn ich es wirklich nach sehr langen Versuchen nicht geschafft habe. Mein Motto ist: je schweriger um so interessanter. :)
MfG
Besserwessi
16.11.2008, 12:21
Wie schon oben geschireben, habe ich ein paar zweifel, daran das die Verstärkung nicht relativ stark Frequenzabhängig wird. Durch die Kondensatoren C2,C4,C6 wid man auch da kaum bis auf 10 Hz runterkommen, denn dazu bäuchte man reltiv große Elkos, was sich nicht mit der Forderung nach einem kompakten Aufbau für die hohen Frequenzen verträgt.
Die Rückkopplung über R9/R10 käme mir schon bei Audiofrequenzen verdächtig vor. Das würde ich zumindstens mal mit Spice / LTcad simulieren.
Zumindest für die ersten tests würde ich eine Widerstand am Eingang lassen, damit das ganze weniger ESD empfindlich ist. Eventuell auch erst mal mit Schutzdioden, die kann man ja immernoch entfernen wenn man später die kleine Eingangskapazität braucht. Am Frequenzgang sollte die Dioden eher wenig ändern.
Wenn du mit einem Simulationsprogramm schon Erfahrung hast, wenn es möglich wäre, möchte ich dich bitten, meine Entwürfe vor dem Aufbau zu testen. So könnte ich mir viel Zeit ersparen.
Die letzte Schaltug kann man schon vergessen, da sie nicht aufgebaut wird. Ich werde jetzt systematisch vom Ausgang bis zum Eingang stufenweise die ganze Schaltung entwerfen.
Als erste kommt also die Ausgangsstufe, bin aber noch beim Denken. Wenn in meinem Kopf klare Schaltung entsteht, werde ich sie sofort für dich zum überprüfen posten. Es wäre sehr schön von dir, wenn du mir dabei helfen würdest, da ich den Tastkopf nicht nur für mich bauen will. Ich bin auch sicher, dass wir zu zweit ziemlich schnell zum Erfolg kommen könnten.
MfG
Besserwessi
16.11.2008, 13:18
Etwas Interesse an so einem tastkopf habe ich auch. Allerdings brauche ich keine Bandbreite wesenlich üner 20 MHz , mehr macht mein Scope nicht.
LTCad ist eigentlich gar nicht so schwer zu bedienen. Die Schwierigkeit ist es da vor allem gute Modelle für die Bauteile zu finden und einzubinden. Ich habe bisher nur noch keinen guten Weg gefunden die Bilder zu exportieren.
Eine einfache Version für den Tastkopf habe ich auch schon mal simuliert, geht aber mit den Teilen wo ich Modelle habe (2N3906 etc,) nur bis etwa 50 Mhz. Allerdings braucht sie einen PNP und eine NPN, und richtig schnelle PNP sind schwer zu kriegen. Für ein Einzelstück könnte man ja noch eine recycelten AF379 einsetzen, aber sonst wirds schwer.
Schon wegen des größeren Dynamikbereichs würde ich da lieber einen IC Verstärer nehmen, für 20 MHz gibts da viel Auswahl, 100 Mhz wird schon schwieriger, geht aber auch noch.
Schön, dass du auch ein bißschen dran interesiert bist. Als erste möchte ich dir eine Ausgangstufe zeigen. Wegen dem langsamem BF 324 habe ich mir etwas neues einfallen lassen mit sehr schnellen BFR91A. Der T3 arbeitet als invertierender Spannungsfolger.
Ich habe sie nur grob mit ß=40 dimensioniert und wenn es passt, werde ich mir weitere mühe machen. Sie sollte bis Vcc - 3 V also ca. +/- 2V an der last bringen. Wenn mehr gebraucht wird müsste zumindest die negative Versorgungspannung erhöht werden.
MfG
R2 220
C2 || __
+--||-+-|__|-+---------------o +5V
| || | |
| X 10mA |
| / | |
C3 +-[|--+ |
| \+ | X 40mA
=== .-.R3 |
GND | |270 |
'-' |
| |/
+----| T2
C1 | |> RL 51
|/ | __
>---||----+-----+---| T1 +---+-|__|-+
| | |< | | |
| | | |/ | ===
| | +----| T3 | GND
| | | |> |
| | | | |
R1.-. | R4.-. R5.-. |
1k2| | | 270| | 51| | |
'-' | '-' '-' |
| | | | |
+-----|-----+------+---|-----------o -5V
| __ __ |
+-|__|--+--|__|--+
R6 560 | R4 560
---
--- C4
| alle Transistoren BFR91A
===
GND
Besserwessi
16.11.2008, 17:06
Das sieht wie eine Totempole Stufe aus, also wie der Ausgang der TTL ICs. Wie sich das analog verhält wird interessant. Immerhin konnte man die einen 7400 ja auch analog als Verstärker missbrauchen, so schlimm wirds also nicht sein.
Ich frage mich etwas wodurch die Verstärkung definiert wird. Für eine Berechenung sollte man mit 100 Ohm Last rechen, denn man hat jeweils 50 Ohm als Wiederstand vor und hinter dem Kabel (wenn man es NF maäßig sieht). HF mäßig 50 Ohm vor dem kabel und dann die 50 Ohm Leitungsimpedanz, macht auch 100 Ohm.
Wenn ich Zeit habe werde ich das wohl mal simulieren, sieht interessant aus.
Die gesammte Spannungsverstärkung sollte um Ku=1 sein. Ich rechne das grob als Rc/Re, z.b. für T3 ist es R3/R4 weil R2 für AC durch C2 und C3 mit GND kurzgeschlossen ist. Fur T3 wird es RL/R5 und für T2 ist klar.
MfG
Besserwessi
16.11.2008, 17:58
Die Simulation gibt bei mir etwa -0,6 dB als Verstärkung bis etwa 150 Mhz. Allerdings mit 2N3904 als Transistor, also mehr ein NF universaltransistor. Allerdings gibts auch etwas an Überhhöhung bei rund 100 MHz.
Nur die Eingangsimpedanz geht schon relativ früh (40 MHz) runter.
Das sieht so gut aus, dass ich es schon aufbauen könnte. Es sollte mit den Transistoren BFR91A viel höher gehen.
Ich habe dazu noch eine Eingangstufe skizziert und grob dimmensioniert. Sie sollte Eigangsipedanz um 1 MOhm haben.
Die gasamte Spannungsverstärkung für jede Halbwelle unabhängig lässt sich noch, falls nötig, durch kleine Änderungen von R5 und R7 trimmen, so das die Spannung am Ausgang gleich der Eingangspannung ist.
Wenn du den ganzen Tastkopf noch schnell simulieren könntest, dann würde ich noch mit dem Aufbau warten. So wie ich das sehe, würde ich wahrscheinlich irgendein Simulationsprogramm erlernen müssen um mir jede menge Zeit zu ersparen.
Übrigens, meine Bezeichnung der Bauteile bezieht sich immer auf die zuletzt gepostete Schaltung.
MfG
+---+------------------+------+----------------o +5V
| | | |
| | R4.-.| |
| X 4,5 mA 220| ||10mA|
| | '-'V |
| | | |
| | +-----+-----+ |
C1 | | C3 |+ | C4 | X 40mA
|/ | \-/ - -.R5 |
<---||--+---| T1 | | - | |270 |
| |> | | | '-' |
| | |/ === === | |/
| +-| T2 GND GND +----| T4
| |> C2 | |> RL 51
| | |/ | __
| +--||--+-----+---| T3 +---+-|__|-+
| | | | |< | | |
| | | | | |/ | ===
| | | | +----| T5 | GND
| | | | | |> |
| | | | | | |
R1.-. R2.-. R3.-. | R6.-. R7.-. |
2M| | 1k| | 1k2| | | 270| | 51| | |
'-' '-' '-' | '-' '-' |
| | | | | | |
+---------+------+-----|-----+------+---|-----------o -5V
| __ __ |
+-|__|--+--|__|--+
R8 560 | R9 560
---
--- C5 alle Transistoren
| sind BFR91A
===
GND
Besserwessi
16.11.2008, 20:16
Im Prinzip geht die Schaltung wohl so. Der Arbeitspunkt wird etwas besser wenn R4 kleiner wird, z.B. 100 Ohm. Auf R3 kann man eigentlich verzichten, den Gleichspannungspegel kriegt man ja auch schon über R8/R9.
Die Eingangsstufe wird zumindest in der Simulation (mit 2N3904) deutlich besser mit einem Widerstand (<= 100 K) von der Basis von T2 nach -5V. Sonst scheint T1 mit zu wenigs Strom zu laufen und damit langsam zu werden.
Ein Problem ist allerdings, das die Eingangsimpedanz schon bei 1 MHz deutlich abnimmt (ca. 100 KOhm bei 1 MHz, kapazitiv -> 1-2 pF).
Soweit ich die Ergebnsisse richtig verstehe scheint sogar das Rauschen ausgesprochen niedrig zu sein bei ca. 6 nV/Sqrt(Hz) bei niedrigen Frequenzen und einem Peak bis etwa 12 nV/Sqrt(Hz) bei 60 MHz.
Edit:
So gut sieht es doch nicht aus: Die beiden Transistoren am Ausgang scheinen doch mehr gegeneinander zu arbeiten als zusammen. Man kann jedenfall den unteren Transistor auch gegen eine Stromquelle Austauschen ohne das sich viel tut. Da ist wohl noch etwas Optimierung nötig.
Besserwessi
16.11.2008, 21:43
Ich habe noch mal etwas mit der Simulation gespielt:
Die schaltung oben ist schon ganz gut, inclusive R3. Mein Kompliment zu dem Entwurf.
Allerdings hat man mit einem Abgeschlossenen 50 Ohm Kabel 100 Ohm als impedanz. Und der Plan oben ist für 50 Ohm Last gemacht. Mit 100 Ohm Last kommt die Schaltung schon schlechter klar. Mit 100 Ohm Last könnte man natürlich alle Widerstände verdopplen und mit entsprechend weniger Strom arbeiten.
Aus der Simulation kommt heraus, das man für 100 Ohm Last ganz gut mit etwas Verstärkung arbeiten kann. Dazu R5 = 470 Ohm und R6 = 150 Ohm. R3,R8,R9 habe entspreched der kleineren Last etwa verdoppelt.
Das gibt dann eine knapp 3 fache Verstärkung. Ungefähr so wie man sie für den Tastkopf brauchen wird.
Um die Eigangstufe deutlich schneller zu machen, werde ich auf den T1 verzichten um frequenzstabilere Eingangsimpedanz zu haben. Ich habe mir schon gedacht, dass die Eingangsimpedanz, durch paralell zum hohem R1 existierende Montagekapazitäten, mit der wachsender Frequenz immer niedriger wird.
In der folgender Schaltung sollte die Impedanz > 1 MOhm und die niedrigste Frequenz um 10 Hz sein. Für kleinere Frequenzen braucht man nur C1, C2 und eventuell C3 vergrössern. Die hohe Eingangsimpedanz wird von einer Bootstrap Schaltung am Eingang erzeugt.
Ich werde die C2 und R3 weglassen und den Emitter von T2 direkt mit der Basis von T3 Verbinden. Die R8, R9 und C5 werden auch enfernt und den Arbeitspunkt der Ausgangsstufe (0 V am Ausgang ohne Signal) dann mit dem R3+P und R2 (auf der folgender Skizze) eingestellt. Nach dem Eintellen, wegen HF, sollte der Trimmpoti P durch einen SMD Widerstand mit ermiteltem Wert ersetzt werden.
Ich habe die Schaltung geändert und werde sie schon aufbauen und testen (siehe Code). Es können bei der praktischer Realisierung der Schaltung immer noch Änderungen wegen nicht genau bekannten Montagekapazitäten und ß von Transistoren nötig sein (zum Berechnungen wurde bisher ßmin = 40 angenommen).
Die Anpassung der Ausgangsstufe an Koaxkabel durch R8 wird erst nach fertiger Montage gemacht und anschliessend die gesamte Verstärkung mit R5 und R7 eingestellt. Dabei sollte die Summe R4+R5 unverändert bleiben.
So wie der Besserwessi geschrieben hat, wird man das Kabel beiseitig anpassen müssen mit dem R9 51 Ohm Abschlußwiderstand am Oszilloskop.
MfG
+---------------+------+----+----+------o +5V
| | | | |
| R4 .-. | C5 - |+ C6
| 220| | | µ1 - \-/ 220µ
| '-' | | |
| | | +----+
X 0,7mA X 10mA | |
| | | ===
| +----+---+ | GND
| | | | X 30mA
| C3 |+ - C4| |
C1 µ3 | 100µ\-/ - µ1| |
|/ | | .-.R5 |
<---||--+--| T1 === === | |270 |
| |> GND GND '-' | Alle Transistoren
R1.-. | | |/ sind BFR91A
47k| | | +----| T3
'-'C2 | | |> R8 RG 174 Oszi
| | |/ | __ _____ _____ -
+-||-+-------------| T2 +-|__|-(____(-(____(-+-(o)
| µ3 | ^-2,3V |> | | | | -
| .-. | |/ === |.-. |
| | |R3 +----| T4 GND || | |R9
| '-'3k3 | |> |'-' |51
| | | | +--+------+ | | |
R2.-. .-. P R6.-. R7.-. | | | +-+--+
47k| | | |<-+"0" 270| | 51| | C7- |+ C8 === |
'-' '-'1k| '-' '-' µ1- \-/ GND ===
| | | | | | | 220µ GND
+----+---+-----------+------+----+--+--------o -5V
Besserwessi
17.11.2008, 18:17
Mit einem zusätzlichen Widerstand gegen -5 V ist die erste Stufe gar nicht so schlecht. Der Widerstand sollte auch sonst kaum Probleme machen. Die Eingangskapatzität ist auch gar nicht so schlimm. Der impedanzabfall entsprich halt ca. 2 pF, das geht doch schon. Eventuell könnte man damit sogar ganz auf einen FET am Eingang verzichten und hat dann auch weniger ESD Probleme. Als wesentlichen Nachteil sehe ich da ein reltiv hohes Stromrauschen, das stören sollte wenn der zu Messende mehr als etwa 1-10 KOHm an Impedanz hat. Das sollte bei hohen Frequenzen aber sehr selten sein.
Wenn man ohnehin noch eine FET-stufe davor hat, sollte der eine Transistor am Eingang aber wohl ausreichen.
Ich habe nochmal über die Funktion der Endstufe nachgedacht:
Bei einer Verstärkung von 1 macht die Schaltung noch relativ wenig sinn. Zum einen liegt die volle Spannungsamplitude auch an R7 an, und könnte genausogut da abgegriffen werden, auch ganz ohne T3. Als andern ist dann auch die Aufteilung des Stromes recht ungleich und T3 trägt kaum zum Ausgang bei. Den Ausgang stelle ich mit als 2 VErstärker vor, die jeder für sich eine Last treiben könnten: einmal T2 + T3, das liefert ein relativ niederohmiges Ausgangssignal definiert durch R5/R6. Die andere Hälfe sind T2,T4 mit R7 und dem Lastwiederstand. Das gibt ein eher hochohmiges Ausgangssignal mit einer Verstärkung die durch Rlast/R7 definiert wird, wobei man die Last wohl auch noch zur Hälfe den beiden teilen zurechnen sollte. Im Idealfall sollten die beiden Teilschaltungen die Arbeit gelichmäßig teilen, also den gleichen Verstärkungsfaktor haben. Dabei würde ich R7 nur ungern wesentlich größer machen. Mit R7=50 Ohm hatte der Signalweg über T2,T4 eine Verstärkung von 4 bei 100 Lastwiderstand. Ensprechend sollte auch der andere Signalweg eine gleiche Verstärkung habe. Um die Verluste durch die Abschlußwiderstände auszugleichen braucht man ohnehin eine Verstärkung von wenigstens 2. Für eine geringeres Gesamtrauschen wäre auch etwas zusätzliche Verstärkung nicht schlecht.
Ein weiterer Punkt der mir aufgefallen ist, ist, das man eigentlich gar keine bipolare Spannungsversorgung braucht, wenn man den Ausgang Kapazitiv koppelt, wie im der vorherigen Schaltung eingezeichnet. Die wesenliche Schwierigkeit wäre wohl ein passender Koppelkondensator, um keine zu hohe Grenzfrequenz zu bekommen. Unter 10 kHz untere Grenze wären ja schon nicht schlecht.
Die Ausgangsstufe scheint auch ziehmlich weit aussteuerbar zu sein, die ersten Grenzen werden da schon der maximale Strom des BFR91 und eventuell die Verlustleistung sein, besonders wenn man auf eine kleinere SMD Form umsteigt. Man könnte die Versorgungsspannung also durch aus noch etwas senken, z.B. auf +-4 V.
Hallo Besserwessi!
Ich habe eine geteilte Versorgungapannung gewählt, weil der benötigte Kopplungskondensator für 10 Hz bei 50 Ohm Last ca. 330 µF beträgt und für nedrigere Frequenzen noch mehr. Ich brauche den Tastkopf eigentlich nur für HF bis max. 150 MHz, da bei niedrigen Frequenzen die Belastug der zu messender Schaltung durch üblichen 10:1 Tastkopf mit ca. 12 pF ohne Bedeutung ist.
Ich habe mit dem Aufbau noch nicht angefangen, weil ich noch nicht sicher bin, ob die Eingangsstufe mit dem Bootstrap wirklich optimal ist. Und grössere Änderungen in einer auf kleiner Lochrasterplatine mit SMD aufgebauter Schaltung sind praktisch nicht möglich. Vielleich könntest du es noch simulieren. Wenn es nicht gut wäre, würde ich neue Lochrasterplatine nehmen müssen.
Die max. Ausgangsamplitude der Ausgangsstufe hängt von den Versorgungsspannungen ab. Angeblich kann man bei +/- 5V um 4 Vpp noch bekommen und das finde ich fast optimal, da am Oszilloskop nur die Hälfte davon wird. Ausserdem mit der senkender Spannung wachsen ale innere Kapazitäten der Transistoren und man die ganze Ausgangsstufe für jede Verorgungsspannung neu dimensionieren muss, da die Arbeitspunkte der Transistoren nicht stabiliesiert sind. Sonst wäre die Schaltung viel komplizierter und der Tastkopf sollte möglichst klein sein. Aber die +/- 4V halte ich noch nicht als zu nedrig, weil die Ausgangsstufe noch 2 Vpp liefern können sollte und der Tastkopf wird sowieso aus einem externem stabiliesiertem Netzteil versorgt. Bei unsimetrischer Spannungsversorgung würde ich lieber als Ausgangsstufe eine Kaskode verwenden.
Wenn man mit 0,5 Vpp zufrieden wäre, könnte man am Eingang gleich einen FET nehmen, der sicher weniger als die bipolare Transistoren rauscht. Ich möchte gerne wissen, was du dich von so einem aktivem Tastkopf wünschst. Wir sollen, wenn möglich, eine Kompromislösung finden, die zufriedenstellend für uns beide wäre. :)
MfG
Besserwessi
17.11.2008, 20:42
Den aktiven Tastkopf würde ich nur bis etwa 30 Mhz brauchen, mehr macht mein Oszilloskop nicht. Die untere Grenzfrequenz ist relativ egal, merklich unter 1 kHz wären aber schon gut, dann könnte man noch das interne Kalibriersignal nutzen.
Eine extrem niedrige Kapazität wäre mir weniger wichtig, eher schon etwas ESD Schutz. Mit 5 pF könnte ich schon noch gut leben.
Das unangenehme mit ESD ist unter anderem auch, das kleinere Pulse den Eingangstransistor nur schädigen können, man also nicht gleich einen völligen Ausfall hat, sondern nur schlechte Daten.
Vom Rauschen hätte ich schon gerne eher niedrige Werte, und etwas (z.B. 6-10 dB) interne Verstärkung wäre auch weniger das Problem, wenn dadurch das Rauschen kleiner wird. Es muss also nicht unbedingt 1:1 sein.
Ein Bereich bis etwa 1-2 Vpp wäre schon ganz gut, mehr wäre kaum nötig, dann kann man ja auch mit einem Teiler am Eingang gut messen.
Ein 1 V Signal messen zu können wäre sicher nicht verkehrt.
Bei nur 30 MHz Bandbreite bietet sich natürlich ein schneller OP an. Wenn man die andere Schaltung aber erst mal hat, gehts natürlich auch diskret. Mit SMD Teilen in Größe 0805, notfalls auch mal 0603, hätte ich keine Probleme. Um das ganze klein zu kriegen halt auch die meisten transistoren als SMD, bis auf den Eingang, damit man den schneller wechseln kann.
Edit:
Das Bootstrapping scheint nicht viel Einfluß zu haben, zumindest nicht bei dem eher langsamen Transistor. Der Effekt ist eher bei der unteren Grenzfrequenz.
Wenn man die Schaltung rein Diskret aufbaut, könnte ich ja einfach etwas langsamere Transistoren nehmen, der Rest kann ja im wesenlichen so bleiben. Für 30 MHz reicht ja noch fast ein BC548 / 2N3904 aus. Wenn die Simulation so stimmt wäre das schon fast gut genug was ich da rauskriege:
ca. 9 dB Gain, -3 dB bei 30 Mhz, -0,5 dB bei 24 MHz
bis fast 4 V pp, Rauschen ca. 10 nV/SQRT(Hz)
Eingang ca. 1 Mohm, 4 pF
Ich wollte, wenn du dir noch meinen letzten Tread erinnern kannst, einen Verstärker für den 100:1 Hochspannungstastkopf mit 2 pF bauen. Es hat aber keinen Sinn z.B. wegen Rauschen das Eingangssignal zuerst 100x teilen und danach 10x verstärken. Deswegen bin ich doch mit einem Tastkopf mit Teilung einverstanden, das wichtigste für mich ist die sehr geringe Eingangskapazität um max. 2 pF.
Die Tektronix FET Tastköpfe, für die bis zum 1000 € verlangt wird, haben um 1 pF Eingangsimpedanz, teilen die Eingangsspannung 10:1, haben max. Eingangsspannung um +/- 5V und Bandbreite 1 GHz.
Es scheint also doch FET Eingang mit z.B. Teiler 5:1 optimal für uns zu sein. Dann wird am Oszi die Eiganspannung durch 10 und die Eigangskapazität durch fast 5 geteilt. Für untere Grenzfrequenz um 1 kHz reicht dann Kupplungskondensator um 10 µF, der noch schön klein ist. Die Ausgangsstufe kann aber auch mit Ku=2 arbeiten und dann könnte man Eingangsteiler 10:1 anwenden, was sich dem Tektronix Tastkopf nähert, ausser Banbreite, die sowieso keiner von uns braucht. Man könnte auch einen Umschalter 1:1/10:1 einbauen, der wird aber die Eigangskapazität ehrhöhen.
Als Ausgangstufe bietet sich, zumindest laut Simulation über 150 MHz mit Verstärkung Ku=1, die aus meiner letzter Skizze nur mit einer Versorgungsspannung ab ca. +8 V.
Ich werde den Tastkopf sicher zuerst mit den BFR 91A aufbauen, ohne dem langsamem BF324, der sich nur bis höchstens 100 MHz eignet. Du kannst es identisch mit langsameren Transistoren realisieren.
Ich habe mir schon Datenblätter von allen MAX OpAmps, die bei Reichelt zu kaufen sind, angeschaut und nur einer kann mit Verstärkung > 1 arbeiten (MAX4224). Weil es ein OP mit "current feedback" ist, und ich damit noch keine Erfahrung habe, mache ich lieber etwas mit diskreten Bauteilen.
Um kleinstmögliche Eingangskapazität zu erreichen werde ich mit dem Eingangsspannungteiler nach beendigung der Montage folgendermaßen vorgehen:
Zuerst prüfe ich den Teiler ohne C1 und C2 und stelle fest, welcher von den zwei Kondensatoren C1 bzw. C2 nötig ist. Ich vermute, dass der C1, weil eigene Kapazität des SMD Widerstandes R1 extrem gering ist und kann die Montagekapazitäten nicht kompensieren. Wenn so wäre, werde ich ein selstgemachten HF Trimmer einlöten und den Teiler damit kompensieren. Ich habe versucht den Trimmer zu skizzieren. Er ist gebaut aus zwei emalierten Drahten, zwischen denen eine Kapazität entsteht. Der dünnere wird um den dickeren Draht so lange gewickelt bis die nötige Kapazität erreicht wird. Danach wird der Überschuß des dünnen Drahtes abgeschnitten. Solcher Trimmer eignet sich vor allem für sehr kleine Kapazitäten um 1 pF.
Sollte jedoch die Montagekapazität sehr klein sein, so das die eigene Kapazität des R1 den Teiler überkompensiert, wird als C2 ein SMD Trimmer eingelötet und der Teiler damit kompensiert. Es werden aber nie beide verwendet, da die Eingangskapazität damit wächst.
Ich habe mir noch gedanken gemacht über Ausgangsimpedanz der Endstufe und mir ist aufgefallen, dass um sie nach den zu Oszilloskop führenden Koaxkabel anzupassen, braucht man nur den Widerstand R9 in Emitter des T3 einfügen. Weil die Ausgangstufe, so zu sagen, für jede Halbwelle anders arbeitet, kann man, wenn nötig, jede Halbwelle individuell an den Koaxkabel anpassen. Für die positive Halbwelle ist der T3 in Kollektorschaltung und fur die negative T4 in Emitterschaltung zuständig. Wenn der R9 seriell mit dem 50 Ohm Koaxkabel geschaltet wäre, würde die Ausgangstufe für die +Halbwelle eine Ausgangsimpedanz des T3+R9 und für die -Halbwelle Ausgangsimpedanz des T4+ R9 + R10, also unsymetrische Ausgangsimpedanz haben. Es ist eigentlich egal ob der R9 in Kollektor bzw. Emitterkreis des T3 eingefügt wird, aber wegen Symmetiebelastung des T2, ist Emmiterkreis günstiger, da die den T2 belastende Eingangsimpedanzen von T3 und T4 dann gleich sind. Die ungleiche Ausgangsimpedanzen der Transistoren T3 und T4 lassen sich individuell für jede Halbwelle mit R9 und R10 ausgleichen. Ich gebe zu, dass ich bei seiner Entwicklung an die Ausgangsimpedanz und Anpassung an Koaxkabel noch nicht gedacht habe.
Ich werde die Schaltung im Code nach deiner Zustimmung gleich umdimensionieren und aufbauen. Ich brauche von dir nur noch den Eingangsteilungsfaktor, untere Grenzfrequenz und die Versorgungsspannung. Es wäre wirklich toll, wenn du die Schaltung nach der entgültiger Dimmensionierung, vor allem wegen Ausgangsimpedanz zumindest grob simulieren könntest.
MfG
+-----+----------+------+---------+---+-----o +10V
| | | | | |+
| X 2mA .-. | C9--- ===C10
| | R6| | | µ1--- /-\220µ
| | 300| | | | |
| | C4 '-' | === ===
| | \] | | GND GND
| | +--|]--+ X 30mA
| | | /]+ | |
_ | | | X 8mA | IC1 = LM78L05
| | | | |C5||µ1| |
| | | | +--||--+ | T2...T4 = BFR91A
|/| | | | || | |/
/ | | | === .-.+--| T3
C1 |/| | | GND R7| || |> C7
/ | BF245A| | 270| || |
|/| | .-. '-'| .-. +[/
________/ | T1 |-+ | |R4 | | R9| | +-[|-+
| ___ |_| | C3| |3k3 +-+ 51| | | [\ |
<-+-|___|-+---+-->|-+ '-' | '-' | | RG174 Oszi
R1 | | | || | |/ | | || | ____ _____
| |+0,5V+--||-+--------| T2+ +--+-||-+-(___(-(___(o)
| | | || | |> | || | |
| .-. .-. .-. | |/ === +----+----+
C2 ---/| | R2| |R3 | |R5 +----| T4 C8 GND | | |
--- | | 1M| |? | |1k2 | |> µ1 | .-. .-.
\/| '-' '-' '-' | | 12p--1M| |51| |
\| | | | .-. .-. --- | | | |
=== === === === R8| | R10| | | '-' '-'
GND GND GND GND 270| | 51| | | | |
'-' '-' +----+----+
| | |
=== === ===
Besserwessi
18.11.2008, 15:48
Für einen wirklich kleine Eingangskapazität wird man wohl kaum um den Teiler herumkommen. Ursprünglich war ich auch für einen Teiler, auch schon für einen besseren ESD Schutz. Das Problem mit dem Teiler ist aber, das die Widerstände fürchterlich rauschen. Schon ein 10 Kohm Widerstand sollte etwa so stark Rauschen wie der Verstärker. Ich würde deshalb wenn überhaubt einen eher niederohmigen (z.B. 100 kOhm Eingangswiderstand) Teiler nehmen, wobei wohl auch 1:4 oder so reichen sollte. Je nachdem wie kleine die Kapatzität wirklich wird, wäre auch nur ein kleiner Schutzwiderstand (ca. 5-10 K) eine Möglichkeit.
Die Anpassung an das Kabel würde ich lieber doch klassisch mit einem Serienwiderstand machen. Wenn ich zeit habe werde ich das aber noch mal simulieren. Die Begrenzung der Amplitude kommt ohnehin eher durch den Strom als den Spannungshub. Die Form der Endstufe scheint wirklich nicht so gut bei nur Verstärkung 1 zu sein. Die Stromverteilung sieht bei Verstärkung 4 irgendwie besser aus. Auch von der Bandbreite wird das Verstärkung 4 noch nicht viel schlechter in der Simulation, dafür wächst der Aussteuerungsbereich auf fast 6 Vpp.
Bei Verstärkung 1 könnte man auch gleich beim Emitterfolger bleiben, denn das volle Signal wird da auch an R10 anliegen.
Die Letzte schaltung wird da wahrscheinlich noch nicht gehen, die FET Stufe wird wohl noch etwas zu stark belastet. Da die Verstärkung ja insgesamt relativ klein ist, glaube ich, könne man weitgehend auf Koppelkondensatoren verzichten. Selbst den Kondensator am Ausgang würde ich besser weglassen, und so einen einfachen Test des Schaltung über den Gleichspannungspegel zu erlauben. Sogar ein Poti zum Nachstellen der Gleichspannung wäre noch gar nicht so schlimm, den sollte man ja HF-mäßig entkoppeln können.
Ich bin mit allem, was du geschrieben hast, einverstanden und würde jetzt vorschlagen, dass vielleicht du jetzt deine Vision skizzierst und ich würde mich drüber äussern. Das sollte die ganze Diskussion beschleunigen und was wirklich gut gedachtes zu bauen ermöglichen.
Das kinderleicht zu bediennendes Program AACircuit v1.28.6 beta 04/19/05 hast du (bei DSL) in wenigen Sekunden installiert und es wird für dich sicher ein wertvolles Werrkzeug sein, zumindest hier im Forum wo du auch sehr viel hilfst. :)
Hier der Link zu dem Programm:
www.tech-chat.de
MfG
Besserwessi
18.11.2008, 16:56
Noch ein Programm zum Zeichenen, macht dann ja auch nichts, ich habe es mitr mal runtergeladen. Erst mal fehlt mir aber etwas die Zeit (bis Freitag).
Den Simulator LTSpice gibt es auch kostenlos zum runterladen, allerdings ist das Paket deutlich größer. Im Vergleich zum originalen alten Spice ist die Bedienung relativ einfach und die Rechener sind mittlerweilen auch so schnell das man fast sofort das Ergebnis hat.
O.K. Vielen Dank.
In der Zwischenzeit habe ich meine Vorstellung, die deinem ungefähr entsprechen sollte, im Code skizziert. Die beiden in Sperrichtung polarisierte Dioden sollten, sogar für mich annehmbare Käpazität haben.
Der breitbandige Verstärker mit T2 und T3 zeichnet sich extrem niedrigem Rauschen.
Was denkst du darüber? :)
P.S. Ich habe mir schon das Simulationsprogramm LTSpice installiert und muß ich erlich sagen, dass es wirklich ziemmlich einfach ist. Es wird aber trotzdem noch ein bißchen dauern bis es für mich wie ein Taschenrechner wird. :)
MfG
VCC
+
|
+----+----+---+------+-------+---+----+-----+
| | | | | | | | |+
| | .-. | .-. .-. | C6--- C7===
| | R4| | | R5| | R7| | | --- /-\
| | | | | | | | | | | |
| | '-' | '-' '-' | === ===
| | | | | | | GND GND
| | | | +--+---+ | |
C1 \ | | | | | | | | |
||/\ | | | | | .-. | | |
C +---||--+ D1 - D| | |C4---| |R6| | |
| /|| | ^ |-+ | | ---| | | | |/
|| | ___ | |G | T1 | | | '-' | +-| T4
<-||-+-|___|-+---+----+->|-+ | | | | | | |>
|| R1 | | | S| || | |/ +--+ | |/ |
| | V +-||-+-| T2 | +-| T3 |
| | D2 - | || | |> === |> | C5 R9 RG174
| | | | C3 | | GND | | || ___ ___
| | +----+ | +-----+--------+ +-||-|___|-(___
| | \ +0,5V | | | | || |
.-. | /\ .-. .-. .-. .-. ===
R2| | ---C2 R3| |R5| | R6| | R8| | GND
| | --- | | | | | | | |
'-'/ | '-' '-' '-' '-'
| | | | | |
=== === === === === ===
GND GND GND GND GND GND
T1 = BF245A, T2...T4 = BFR91A
Besserwessi
18.11.2008, 19:59
Die Schaltung ist ein Kompromiss mit weniger maximaler Amplitude, sieht aber sonst brauchbar aus. Die eine Diode am Eingang ist wohl noch falsch herum. Für den Schutz am Eingang wäre eine leicht negative vorspannung für die Diode gegen GND nicht schlecht. Immerhin vertragen die FETs bis etwa -30 V und so ist die dioden noch nicht richtig vorgespannt. Ich verstehe aber, das man nur für den Eingangsschutz nicht unbedingt extra eine negative Spannung haben will.
Die Dioden sind richtig polarisiert und das Gate vom T1 sollte um -0,5V gegen S haben, weil auf dem S sollte eine Spannung ca. +0,5 V sein. Die Diode D2 muß also nicht zwischen G und GND, sondern zwischen G und S geschaltet werden. Ich habe es bemerkt, dass das Eingangsignal, zu mindest bei mir, mit einem Kondensator C von der DC Spannung die einige V betragen kann, entkoppelt seien muss. Das alles habe ich schon in der letzten Skizze geändert um sie nicht ganz wieder posten zu müssen. Die Spannung -0,5 V ist optimal für den FET, um max. linearen Bereich +/ 0,5 V der Einganngsspannungen auszunutzen.
Eine niedrigere Eingangsimpedanz ist wegen Rauschen, vor allem bei HF, immer günstiger. Ich werde für mich sogar 10k akzeptieren. Dann ist die Frage, ob man den FET überhaupt braucht. Wenn du mir noch die Eingangsimpedanz und Versorgungspannung sagst, kann ich das fertig dimmensionieren, aufbauen und testen. :)
MfG
Ich habe meinen aktiven FET Tastkopf schon dimmensioniert und so werde ich ihn zum testen aufbauen. Er sollte ziemlich frequenzstabile Eingangsimpedanz um 20 kOhm mit Eingangskapazität um 1pF haben. Die mit dem Stern bezeichnete Widerstände R3 und R11 werden, wegen fehlenden genauen Daten der Transistoren ermittelt.
Die Schaltung wurde für untere Grenzfrequenz 500 Hz dimensioniert und sollte mit geringen Rauschen bis min. 150 MHz gehen. Weil die Verstärkung von T2 und T3 gleich ca. 4 ist und an Oszilloskop nur die Hälfte ankommen sollte, wurde Eingangsteiler 2:1 gewählt, was einen Übertragungsfaktor 1:1 bei Eingangspannung max. 2 Vpp ergibt.
Für höhere Eingangsspannungen muss die Verstärkung und die Versorgungsspannung, sowie der Eingangsteilungsfaktor erhöht werden, da der FET nur bis max. 1 Vpp linear übertragen kann. Wer bereit ist, eine höhere Eingangskapazität und größeres Rauschen in Kauf zu nehmen, kann sich am Eingang einen Umschalter 1:1/10:1 einbauen und eine Eingangsimpedanz 200k bei 10:1 haben.
Ich bin ehrlich gespannt wie es funktionieren wird und werde natürlich weiter berichten. :)
P.S. Ich habe es doch geschafft einen 51 Ohm SMD Widerstand in einen zusammeengeschraubten (kein Crimp) BNC Stecker reinzukriegen. Das habe ich hoffentlich verständlich im Code skizziert. Vor dem Zusammenschrauben des Steckers habe ich zur Sicherheit noch ein Stück vom Schrumpfschlauch (nicht erhitzt) auf das Koaxkabel zwischen den Widerstand und auseiandergeflochten Schirm gezogen, der durch das Zusammenschrauben im Stecker eingeklemmt wurde. Damit ist das Koaxkabel beim Oszilloskop richtig abgeschlossen. :)
MfG
VCC=+5V
+
|
+----+----+---+---------+-------+---+----+------+
| | | | | | | | |+
| | .-. | .-. .-. | C8--- C9===
| | R4| | | R6| | R9| | | µ1--- /-\
| |15k| | | 1k8| | 240| | | | 100µ|
| | '-' | '-' '-' | === ===
| | | | | | | GND GND
| | | | +---+--+---+ | |
C1 \ | X1mA |1mAX | | |510|8mAX X30mA
||/\ | | | |C4| C5|+.-.R7| | |
C +---||--+ D1 - D| | | --- ===| | | | |
15n | /|| | ^ |-+ | | --- /-\| | | | |/
|| | ___ | |G | T1 | |µ1|10µ| '-' | +-| T4
<-||-+-|___|-+--+---+->|-+ | | | | | | | |> C6
|| R1 | | | S| || | |/ +---+--+ | |/ | ||µ1
10k | | V +-||-+-| T 2 | +-| T3 +-||-+
| |D2 - | || | |> === |> | || |*R11 RG174
| | | | C3 | | GND | |+[/ | ___ ___
| | +----+ µ1 | +--------+--------+ +-[|-+|___|-(___
| | \+0,5V | | | | [\ |
.-. | /\ .-. .-. .-. .-. C7 ===
R2| |---C2 *R3| | | |R5 R8| | R10| | 4µ7 GND
10k| |--- 510| | | |3k9 56| | 82| |
'-'/| '-' '-' '-' '-'
| | | | | |
====== === === === ===
GNDGND GND GND GND GND
T1 = BF245A, T2...T4 = BFR91A
isolierte SMD Widerstand 51 Ohm
dünne Litze |
\ |
\ __V__ Zum Schirm Schirm
+-------X|_____|X gelötet /
| ______________\ /____________ /
.--------.X| |______________\X/____________/
.-------| |-+ |
'-------| |----------------------------------Innenleiter
'--------'X |_____________________________
A \ |_____________________________
| \ \
zum BNC Stift gelötet \
\
Aussenisolation
X - Lötstelle
Besserwessi
19.11.2008, 17:28
Die beiden Dioden am Eingang schützen nur gegen positive Spannungen, wobei D1 alleine wohl keinen Ausreichenden Schutzbietet. Bei D2 hängt das von der Flußspannung ab, ob der Schutz wirkt, dazu muß die Flußspannung der Diode kleiner als die der Gate Diode sein. Es fehlt ein Schutz gegen negative Spannungen (< -30 V).
R3 kommt mir sehr klein vor. Damit sollte man bei der FET Stufe bei weitem keine VErstärkung von 1 mehr kriegen, sondern schon recht viel Amplitude verlieren. Da müßte man eventuell eine Stromquelle (z.B. einen gelichen FET) nehmen.
Hallo Besserwessi,
man könnte die Diode D1 an C4,C5 anschliessen, wo normal die Spannung um +1,1 V betragen sollte. Damit werden die Dioden in Sperrichtung mit ca. -0,5 V ond ca. +1 V polarisiesiert. Das sollte im jeden Fall ausreichen. Ich werde persönlich keinen Schutz am Eingang wegen Eingangskapazitäten verwenden, da ich höchstens mit Versorgungsspannungen bis 15 V arbeite.
Zuerst möchte ich keinen zweiten FET nehmen. Die Abschwächung des Eingangssignals am Eingang durch den FET habe ich irgendwie vergessen. Im schlimmsten Fall um die Schaltung nicht zu komplizieren könnte man sie durch Entfernung des Eingangsteilers (vergrößerung des R2) bzw. Verdoppelung der Verstärkung von T2 und T3 erreichen. Ich werde die Schaltung sowieso stufenweise vom Ausgang aufbauen und jede Stufe gleich prüfen.
Dabei möchte ich den vorhandenen Hochspannungstastkopf 100:1 als Referenz benutzen und werde mit der Schaltung schon zufrieden, sogar wenn ich nur 10- fach größeres Ausgangssignal mit vergleichbarer Eingangskapazität hätte, die für mich bei HF am wichtigsten ist. Um die Spannungsquelle beim Vergleich mit der Eingangskapazität und niedriger Eingangsimpedanz nicht zu belasten, muss ich mir zuerst doch die Eingangsstufe getrennt aufbauen, die ich zukunftig sicher brauchen kann. Möglicherweise bleibe ich nur beim einsteckbarem Impedanz/Kapazität Wandler für 10:1 Tastkopf, was sich aber sicher wegen bloß 5 Bautelen nicht besonders lohnt. Mein Ziel ist ganz klar und die Realisierung egal.
Ich habe ein bischen mit dem Simulator gespielt, aber bisher die Messergäbnisse nicht verstehe. Warum bekomme ich bei einem Emittervolger ein Ergäbniss um -20 dB wenn er praktisch um ca. -0,5 dB seien sollte? Ausserdem wegen sehr begrenzter Auswahl von Transistoren finde ich das Programm für HF praktisch unbrauchbar. Wahrscheinlich bei HF Schaltungen komme ich in der Praxis ohne mehrmaligem Aufbau der Schaltung leider nicht weiter.
MfG
Besserwessi
19.11.2008, 22:36
Eigentlich wird eine Simulation vor allem bei HF Schaltungen gemacht, denn da ist das nachmessen nicht an jeder Stelle möglich. Gerade für HF Bauteile findet man oft gute Modellparameter für Spice. Mit dem Einbinden von Bauteilmodellen habe ich bisher aber auch nucht so viel Erfolg. Bei ein paar Transitoren hat es geklappt, bei vielen aber auch nicht.
Wenn der Emitterfolger -20 dB hat, dann ist da wirklich was faul. Stimmt den der Gelichspannungspegel ? Den kann man gut im Transient Modus Ausmessen. Das Ergebnis finde ich Übersichtlicher als bei der DC Arbeitspunktberechnung, nur halt etwas mehr Rechenzeit.
Den Spanungsverlust durch den Lastwiderstand am FET hatte ich schlimmer geschätzt. Das sollte gerade noch gehen, ca. 2-5 dB an Verlust.
Vielen Dank für diese sehr wichtige Information! :)
Dann bleibe ich bei der zuletzt skizzierter Schaltung, weil der gesamte Übertragungafaktor wird sowieso erst am Ende mit dem Eingangspannungsteiler bzw. der Verstärkung von T3 eingestellt.
Übrigens, der BF245 ist kein MOSFET sondern ein "junction FET" , hat keine Dioden drin und darf wie jeder bipolare Transistor ohne ESD Maßnahmen behandelt werden. Deswegen ist jeder Schutz gegen positiven Spannungen, wenn seriell mit G ein Widerstand geschaltet ist, überflüssig. Die negative Spannungen auf G sind auch nur ohne diesen seriellen Widerstand für ein FET gefährlich.
MfG
Hallo!
Ich habe noch die ganze Schaltung mit 2N4416 (FET), 2N3904 und ohne den Eingangsteiler simuliert. Der 2N4416 ist fast gleich dem BF245A, aber bei den bipolaren Transistoren gibt es bei der Ft einen riesigen Unterschied. In der Simulation hat sich gezeigt, dass nach Erhöhung des R2 auf 1 k die die Ausgangspannung 2/3 der Eingangspannung erreicht hat und am einfachsten wäre den Eingangsteiler von 2:1 auf 1,5:1 zu ändern.
Die Schaltung mit 2N3904 geht bis 10 MHz, aber mit BFR91A sollte theoretisch bis 200 MHz gehen. Jetzt hat sich meine Meinung über den Symulator geändert und ich fange langsam an ihn zu mögen. Noch mal herzlichen Dank an Besserwessi! :)
Leider weiß ich noch nicht, was man beim Rauschen als Input und Output eingeben muss, aber das finde ich hoffentlich noch später raus. Das wichtigste ist, dass ich jetzt die Schaltung aufbauen kann, weil sie sicher gehen wird.
MfG
Besserwessi
20.11.2008, 16:54
Die Rauschsimulation ist schon etwas verwirrend. Man muß den Eingang und den Ausgang der Schaltung definieren. Bei der Tastkopfschaltung sollte das ja ziehmlich eindeutig sein. Den Bahnen mit Label Net einen Namen geben und dann im Simulationsbefehl eintragen. Estwas verwirrend ist das schon, am besten bei einem Beispiel anschauen.
Angezeigt wird das Rauschen, bezogen auf den Ausgang. Wenn man ein Bauteil anwählt wird der Anteil angezeigt, den das Bauteil zum Rauschen Beiträgt. Das Rauschen bezogen auf den Eingang kann man als Plot Kurve über das Menue auswählen.
Edit:
Falls ein realistischeres Model für den BFR91 gesucht wird, für den BFR92 und BFR93 gibt es Modelldaten in den Infineon Datenblättern. Nur müßte man die noch aus dem PDF File Übertragen.
Hallo Besserwessi,
vielen Dank für die ausführliche Anleitung die ich ein bißchen später brauchen werde. Momentan möchte ich mich auf den Aufbauen und Testen des Tastkopfes konzentrieren und das Rauschen möchte ich lieber auf meinem Oszilloskop sehen! :)
MfG
Panzerfan
20.11.2008, 22:09
Hallöle,
bin ziemlich neu hier und hab auch noch nicht so viel Erfahrung und jetzt frag ich mal ganz unverschämt: Was ist ein aktiver Tastknopf???? Könnte mir da irgendjemand helfen?
Hallo Panzerfan!
Ein aktiver Tastkopf in allgemeinem ist ein Taskopf, der aktive Elemente, wie z.B. Transistoren bzw. Integrierte Schaltungen enthält.
MfG
Hallo!
Ich kann schon den Simulator ziemlich gut bedienen, deswegen habe ich noch eine Schaltung simuliert (siehe Code). Die Simulation hat gezeigt das diese Schaltung (zumindest für mich) deutlich besser als die letzte ist. Sie besteht auch aus wenigen Teilen, was bei HF, wegen Montagekapazitäten nicht ohne Bedeutung ist. Die Banbreite ist 4-fach so groß (mit 2N3904 bis 45 MHz bei -3 dB) und es gibt kein Unterschied der Spannungen zwischen Eingang und Ausgang (ohne R1, C2 und C3). In fertig montierter Schaltung wird mit R4 und R5 genau der Übertragungsfaktor auf 1:1 eingestellt.
Die gesplitterte Versorgungspannung ermöglichst das Übertragen von Gleichspannungen. Den C1 habe ich deswegen genommen, weil auf der G des FETs -5 V ist und ich bei HF Messungen meistens am Eingang ein paar V Gleichspannung habe. Mit dem C1 und R2 (ohne R1) liegt die untere Grenzfrequenz um 10 Hz.
Letztendlich habe ich mich entschieden, dass ich doch zuerst diese Schaltung baue und teste, weil sie einfach viel besser ist. Das ist modifizierte Schaltung von 17.11., wo ich den Bootstrap mit dem FET ersetzt habe.
MfG
+---------+--------+-----+---+--------o +5V
| | | | |+
C2 X 1mA .-. 30mA X C4 --- === C5
\ | R4 | | | µ1 --- /-\ 220µ
||/\ BF245A | 330| | | | |
+---||--+ | '-' | === ===
| /|| | T1 |-+ | |/ GND GND
|| | ___ | | +------| T3
<-||-+-|___|-+---+-->|-+ | |>
|| R1 | | | 6mA X | T2...T4 = BFR91A
C1 | | | | .-.
µ3 | | | | | |R6
| | | |/ | |51
| | +-------| T2 '-' RG174
| | | |> | _________
| | | | +-(_________
| | | | |
| | | | |/
| | | +------| T4
|\ | | | |>
|/\ | | | |
C3 --- .-.R2 .-.R3 R5.-. .-.R7
/--- | |10k| |2k7 270| | | |51
| | | | | | | | |
| '-' '-' '-' '-'
| | | | |
+---+-----+---------+--------+-----+---+--------o -5V
| |
C6 --- \-/ C7
µ1 --- === 220µ
| +|
=== ===
Besserwessi
21.11.2008, 10:03
Die Schaltung so ähnlich hatte ich ja auch schon simuliert. Ich fande die Ausgangsstufe besser, wenn man sie mit 3-4 facher Verstärkung betreibt, also R5 kleiner und R5 etwas größer. Eine 4 fache Verstärkung wäre ja auch für den Tastkopf genau richtig um über alles eine 1:1 Übertragng zu haben.
Den Anpassungswiderstand sollte man wohl besser in reihe habe, so wie gezeichnet solle das noch keine gute Impedanzanpassung geben.
Hallo,
Die Anpassung an Koaxlabel ist, so wie die Versorgungsspannung, auf R6 und R7 gesplittert, so dass man sie eventuell, wenn nötig, für jede Halbwelle individuell anpassen kann (das habe ich schon früher erklärt). Die Ausgangsstufe ist untypisch und wird bei einigen Fachmännern vielleicht nicht gleich akzeptiert, was ich schon in meiner Praxis nicht einmal erlebt habe. Trotzdem wird sie so wie gezeichnet aufbaut und getestet. Erst wenn ich irgendwelche Nachteile finde, würde sie geändert.
MfG
Besserwessi
21.11.2008, 14:46
Die Anpassung sollte zuverlässifer sein, wenn man den Widerstand wie üblich in Serie zur Kabel hat. So sind 2 Teile Parallel, da wird weniger als 50 Ohm an Impedanz rauskommen.
Wenn man sich in der Simulation die Wechselströme anschaut, wird so im Wesenlichen T4 einen wechselstrom liefern, T3 Liefert kaum Wechselstrom, sondern einen fsat konstaten Strom. Das sieht nicht besonders sinnvoll aus. Mit Verstärkung 4 wird das besser: Die beiden Transisitoren arbeiten wie gewollt gegephasig mit etwas gleicher Amplitude.
Ich bin mit dem Simulieren noch nicht so weit wie du und glaube dir. Dann wenn du könntest, ermittle bitte die optimale Widerstände und man kann dann den Eingangsteiler so einstellen, dass der Übertragungsfaktor 1:1 ist.
Die Ausgangstufe sollte für große Signale als push-pull arbeiten (A klasse). Das einzige was ich noch nicht ganz verstehe ist, wie kann am Ausgang negative Halbwelle entstehen, wenn der T4 nicht leitet und am Ausgang ohne Signal fast 0 V DC ist.
Wenn es besser ist, habe ich nichts dagegen noch einen Widerstand seriell mit dem Koaxkabel für optimale Anpassung zu verwenden.
MfG
Besserwessi
21.11.2008, 19:38
Mit dem Anpassungswiderstand hinter dem Verstärker liegt die optimale Verstärkung bei 4. Also z.B. Widerstände von 150 und 600 Ohm für R5 und R4. Der Absolutwert der Widertände ist eher weniger wichtig, zumindestens mit den NF Transistoren.
Mit dem Widerstand zwischen T3 und T4 liegt die optimale Verstärkung bei 3 fach. Diese Form bietete zumindest mit den BFR91 wohl keinen Vorteil, denn die Aussteuerungsgrenze wird wohl eher durch den maximalen Strom gegeben. Mit 100 mA Transistoren hätte man vielleicht etwas mehr Ausgangshub, aber dafür wohl keine so gut Impedanzanpassung.
Das einzige Problem das sich mit Verstärkung ergibt, ist das man den DC Arbeitspunkt genauer wählen muß. Eventuell wäre da die DC Rückkopplung wie bei den ersten Schaltungen sinnvoll. Man sollte jedenfalls die Eingangsspannung, z.B. an der Basis von T2 begrenzen, um die Transistoren nicht zu überlasten. Mit der 4 fachen Verstärkung kriege ich ein einigermaßen verzerrungsames Ausgangssignal von knapp +-1.5 V vor den Anpassungswiderstand, bzw. +-0.75 V am Oszilloskop hin. Mit einer +6 V Versorgung sind dann schon +-1.2 V am Oszilloskop drin.
Die Ausgangsstufe arbeitet als push-pull. Ohne Signal (0V am Ausgang) fleißt durch die beiden Ausgangstransistoren ein Strom von etwa 10 mA (5V Versorgung). Die oben angegebenen Grenzen sind die wo nur ein Transisitor arbeitet. Bei gesperrten T4 kann die am Ausgang positive Halbwelle noch ohne stärkere Verzerrungen weiter gehen. Die negative Halbwelle zeigt dann aber einen Knick und danach sogar Phasenumkehr - sieht komisch aus und kann ziehmlich verwirren.
Der Verstärker ist invertiert. Bei der negativen Halbwelle am Ausgang leitet T 4 also und nur T3 kann ausschalten.
Herzlichen Dank für den deteilierten Bericht. :)
Die letzte Schaltung mit negativer Rückkoplung würde sicher linearer, aber bei HF mit BFR91A (ausser Oszillatoren) habe ich immer Angst dass ich ein Oszillator baue, da durch die unberechenbare Montagekapazitäten schnell aus einer negativer Rückkopplung eine positive werden könnte. Ausserdem für eine wirksame AC Rückkopplung muss man ausreichend höhere Verstärkung haben.
Die stabilisierung der Arbeitspunkte der Transistoren ist kein Problem, weil eine negative DC Kopplung zum Oszillationen nicht führen kann. Solange der Tastkopf nur für AC vorgesehen ist, ist die Invertierung des Verstärkers unwichtig.
Ich muss ehrlich sagen, dass ich momentan total verwirrt bin, was ich wirklich aufbauen soll. Eigentlich für mich am besten sieht die zweite Schaltung aus, vor allem wenn man die Widerstände R5 und R6 genug klein wählt, kann man auf den Darlington am Ausgang (T5) verzichten.
Du hast auch die vorletzte Schaltung als evtl. brauchbar bezeichnet.
Welche findest du letztendlich am besten?
Ich habe wieder ein bischen mit dem Simulator gespielt um ein Impedanzwandler für Koaxkabel zu ausprobieren und ist folgende Schaltung, die sich vielleicht auch als Tastkopf eignet, entstanden (siehe Code). Ubertragungsfaktor zum Kabel 1:1 und Bandbreite 500Hz bis 25 MHz (-3 dB) mit 2N3904.
MfG
+------------+-----+-----+---+-----o +5V
| | | | |+
0,5mAX 6mAX 7,5X C5--- ===C6
| | mA | µ1--- /-\220µ
| .-. | | |
| | |R4 | === ===
| | |330 | GND GND
C1 | R3 '-' |
µ3 T1|-+ ___ | |/
|| | +-|_*_|-+---| T3
<--||-+->|-+ | 100k | |>
|| | | || | |/ |
| +-||-+-----| T2 | C4
| | || |> | µ3 R7 RG174
| | C2 | | || ___ _____
| | µ3 +---+ +-||-|_*_|-(_____
| | | | | || 51 |
.-. .-. | .-. .-. ===
R1 | | |*|R2 C3 --- | |R5 | |R6 GND
10k| | | |1k 6p8--- | |100| |330
'-' '-' | '-' '-'
| | | | |
=== === === === ===
GND GND GND GND GND
T1 = BF245A T2,T3 = BFR91A
Hallo!
Ich habe mir das ganze noch mal durch den Kopf gehen lassen und festgestellt, dass wenn man so detailiert jede Schaltung nur simulieren und nicht praktisch aufbauen würde, findet man keine ideal funktionierende.
Deswegen fange ich mit dem praktischem Aufbau der letzter Schaltung an, die mir andere Schaltungen aus einer Signalquelle mit niedriger Impedanz (50 Ohm) anzusteuern und praktisch testen ermöglichen sollte.
Vielleicht ist der "Knick" bei der vorletzten Schaltung in der Praxis überhaupt nicht sichtbar und störend. Ich weiss es sicher, dass nur theoretisch, kommt man nie zur praktischer Schaltung und die will ich schon möglichst bald haben.
MfG
Besserwessi
22.11.2008, 17:00
Der "Knick" bei der vorletzeten Schaltung kommt erst bei sehr großer Amplitude. Das ist dann ein erstes Zeichen von Übersteuerung, das aber einfach nicht zu vermeiden ist. Das ist eben der übergang von Klasse A nach Klasse B. Trotzdem wird die Schaltung noch eine größere Amplitude liefern können als der einfache Emitterfolger mit dem gleichen Transistor.
So wie ich das sehr ist die letzte Schaltung OK für kleine Amplituden (ca. 0,4 Vss), die davor für etwa das doppelte oder noch etwas mehr.
Der kritischere, weil hochohmigere, Teil wird wohl ohnehin der Eingangsbereich sein. Die Ausgangsstufen sollten beide gehen.
O.K. Ich habe schon mit dem Gehäuse angefangen (Memo Marker von Lerlitz bei EDEKA für 1,49 €) und werde ich dort zuerst die letzte Schaltung mit SMD 1206 auf Lochrasterplatine einbauen.
Die Eingangsamplitude ist sowieso durch den FET am Eingang bis zum 1 Vss begrentzt. Für mich reicht es, weil ich für größere HF Spannungen den Hochspannungstastkopf 100:1 mit 2pF habe. Aber wenn jemand mehr braucht, kann man ein Eigangsteiler mit evtl. Umschalter noch davor einfügen.
Sollte sich die Schaltung doch für einen aktiven HF Tastkopf nicht eignen, würde ich zumindest einen Impedanzwandler mit 50 Ohm Ausgang haben, mit dem ich evtl. weitere Schaltungen testen könnte.
Als HF Testsignal werde ich 100 bis 120 MHz Sinusspannung aus dem UKW Oszillator und 1 bis 20 MHz aus dem AM Oszillator mit ca. 0,5 Vss Amplitude vom billigem Transistorradio benutzen. Für den Audiobereich 10Hz bis 20 kHz habe ich selbstgebauter Funktionsgenerator mit einstellbarer Amplitude.
MfG
Besserwessi
22.11.2008, 21:47
Mit dem Gehäuse Anzufangen ist ne gute Idee. Ein gutes Testsignal gibt auch runtergeteiles Digitalsignal, und dann als Vergleich Eingang-Ausgang.
Einige der FET-Stufen, vor allem die mit 2 Fets können mehr als 1 Vss. Durch die Verstärkung braucht der Ausgang ja auch mehr HUB. Für den anfang sollte der kleine Hub aber auch reichen. Man sollte dann aber auch einen Koppelkondensator am Eingang haben. Sonst könnte 1 V Bereich etwas wenig sein.
Ich habe schon die Lochrasterplatine und den Montageplan fertig. Jetzt habe ich ein kleines Problem wegen Eingang. Mein Oszi hat höchste Empfinlichkeit 5 mV/DIV was mit dem 100:1 Tastkopf 500 mV//DIV ergibt. Mit dem aktivem Tastkopf 1:1 (ohne Eingangsteiler) sollte es 5 mV/DIV sein.
Wenn ich z.B. ein HF Signal 0,5 Vss hätte und seine Amplitude auf z.B. 2 Vss einstellen wollte, müsste ich den Tastkop wechseln oder die Kanäle beim Oszi auf den 100:1 Tastkopf umschalten, was nicht besonders schnell geht. Deswegen überlege ich doch einen 10:1 Umschalter beim Tastkopf vorzusehen.
Leider beim Reichelt finde ich keinen sehr kleinen Doppelumschalter (siehe Code). Wäre ein 4-facher DIP-Schalter dafür annehmbar, da er sehr kleine Kapazitäten der offener Kontakte haben sollte?
Ich möchte mir auf der Platine einen Platz für Umschalter frei lassen, damit ich ihn später evtl. einlöten könnte. Für mich finde ich sicher in meinem Schrott einen Miniaturumschalter, aber das dann für evtl. Nachbauer nicht mehr reproduzierbar wird.
MfG
1:1
|| o---------o
<---||-o--__ ___ __--o---> zum T1
|| o+-|___|-+o
C1 | R1 | X:1
µ3 | \ |
| ||/\ |
+--||---+\
/|| |/\
C1 ---C2
/---
|
===
GND
Besserwessi
22.11.2008, 23:44
Gerade mit den 2 Poligen umschaltern hatte ich oft Ärger. Die 1 poligen gingen eigentlich. Wenn das Scope 2 Kanäle hat, könnte man ja den 2 ten Kanal nehmen. Sonst könnte man für das Vergelichssignal auch gleich ein 50 Ohm Koax kabel nehmen mit Abschluß am Scope. Für dn Test braucht man ja keine hochohmige quelle. Die MEssungen solltem man auch besser mit beiden Kanälen dran machen, es sei denn man kreigt problem mit der Masseschleife.
Ein Alternative zum Umschalter wäre eine 2 te Spitze die man vorne draufsteckt. Testen wird man aber ohnehin mit / ohne Teiler.
Na ja, mir geht es eigentlich um die Zukunft, wenn der Tastkopf schon fertg und getestet wird und irgendwann würde ich so einen Umschalter noch einbauen wollen. Es sollte evtl. auch mit zwei Subminiatur-Schiebeschaler vom Reichelt (NK-236) gehen, da sie schneler als DIP Schalter sich umschalten lassen (habe ich gerade mit dem DIP probiert und es geht nicht gut). Man könnte wahrscheinlich auf beide Schiebeschalter einen gemeinsamen Hebel kleben und für sie lasse ich dann freien Platz auf der Platine.
MfG
Hallo!
Ich habe den FET Tastkopf schon fertig gebaut und getestet. Eigentlich ist er so, wie ich mir gewünscht habe. Einige Werte von Bauteilen haben sich geändert. Ich habe im Code den Schaltplan skizziert, der genau dem entspricht, was in meinem Tastkopf drin ist. Der Spannunsregler habe ich genommen um den Tastkopf vom meinem Oszi, der +24 V liefert, zu versorgen.
Nach der Montage ist die Inbetriebsnahme sehr einfach:
1. Ohne Eingangssignal mit dem R1 möglichst genau auf dem S vom FET 0,5 V und mit dem R4 auf dem E vom T3 2,5 V einstellen.
2. Mit dem Sinus um 1000 Hz und Amplitude ca. 0,5 Vpp am Eingang mit dem R6 den Übertragunsfaktor auf 1:1 und danach das gleiche für um 100 MHz mit dem C5 einstellen.
Auf den ersten drei Fotos ist ca. 100 MHz Sinus. Die beiden Tastköpfe 100:1 und FET sind paralell an ein UKW Oszillator eines Transistorradios angeschlossen. Oben ist das Signal aus dem 100:1 Tastkopf als Referenz und unten aus dem FET Tastkopf. Das obere Kanal ist stehts mit 5 mV/DIV und das untere aus dem FET Tastkopf mit 0,5 V/DIV, 0,2 V/ DIV und 0,1 V/DIV. Die Zeitbasis ist 20 ns/DIV.
Sorry, das Foto vom fertigen Tastkopf ist unscharf, aber meine Digicam kann nur aus bestimmter Entfernung scharfe Fotos machen.
Ich konnte leider die Eigangkapazität nicht messen, weil die beide Messgeräte, die ich habe, zeigen unsinn um 30 pF was nicht stimmen kann., da der FET Tastkopf die Signalquelle nicht mehr als der Tastkopf 100:1 belastet. Auf dem Oszilloskop sieht man bei beiden paralell an die Signalquelle angeschlossenen Tastköpfen, dass sich bei beiden durch entfernen eines Tastkopfes die Frequenz um ca. 1/2 der Periode ändert. Aus dem Grund vermute ich, dass die Eingangskapazität des aktiven Tastköpfes auch um ca. 2 pF ist.
Bei Problemen beim Nachbau helfe ich gerne! :)
MfG
GND GND
=== ===
| |
--- C8 --- C9
--- µ1 --- µ1 ____
| | +5V | |
+------------+--+--+-----+-|7805|-+---< +24V
| | | | |____| |
2,5mAX 6mAX 7,5X C6 --- | --- C7
| | mA | µ1 --- | --- µ1
| .-. | | | |
| | |R4 | === === ===
C1 | | |330 | GND GND GND
µ33 | R3 '-' |
|-+ ___ | |/
|| | T1 +-|_*_|-+---| T3 C4
<--||-+->|-+ | 33k | |> 47µ
|| | | || | |/ | +[/
| +-||-+-----| T2 +--[|-+ R7 51
| | || |> | [\ | ___ _____
| | | | +-|___|-(_____
| | C2 | | || | |
| | µ33 +---+ +--||-+ ===
| | | | | || GND
.-. .-. | .-. .-. C5
R1 | | |*|R2 C3--- |*|R5 | |R6 µ33
10k| | | |200 *--- | |43 | |330
'-' '-' 39p| '-' '-'
| | | | |
=== === === === ===
GND GND GND GND GND
T1 = BF245A T2,T3 = BFR91A
Besserwessi
25.11.2008, 19:40
Die Oszilloskopbilder sind noch nicht so aussagekräftig. Interessant wäre es eine Rechtecksignal (ca.1-10 kHz) von einem Schnellen Logic gatter (z.B. 74AHC04 oder 74Fxx, 74Sxx) anzuschauen. Ein ähnliches Signal wird nicht umsonst zur Justierung von Tastköpfen genutzt.
Hallo Besserwessi!
Der eingebaute FET Tastkopf wurde von mir nur schnell und nicht komplex getestet um festzustellen, ob er sich für meine Anwendung eignet. Da er keinne DC Pegel überträgt, wird er nur für HF Signale bis 1 Vpp benutzt.
Eigentlich wäre für digitale Anwendung ein fester Eingangsteiler 10:1, wegen Eingangskapazität, besser als Umschaltbarer. Das Problem ist, dass der FET nur +/- 0,5 V linear übertragen kann, was Arbeiten mit dem Tastkopf ohne Eingangsteiler bei digitalen Signalen +/- 5V nicht ermöglichst.
Ausserdem bei Digital- und Schaltschaltungen ist es nötig ein DC Pegel messen zu können, um z.B. einen Spannungsabfall auf einem Schalttransistor zu messen. Ich bin selber weiterhin darüber interessiert einen aktiven Tastkopf mit DC Übertragung für z.B. digitale Schaltungen zu entwickeln.
Den bisher gebauten Tastkopf kann ich als Impedanzwandler benutzen um verschiedene z.B Ausgangstufen mit DC Ausgang bis 150 MHZ mit meinem Oszi zu testen. Als nächste Aufgabe wäre eine selbstbaufähige Ausgangstufe mit DC Ausgang zu entwickeln.
MfG
Besserwessi
25.11.2008, 21:04
So direkt ist der Tastkopf nicht für Digitalsignale brauchbar. Ein Rechtecksignal, mit kleinerer Amplitude natürlich, ist aber ein gutes Testsignal. Die Phasenverschiebung sieht aber auch so gut aus, zumindestens wenn normal auf ein Signal getriggert wurde.
Ich bin etwas Überrascht, das das Gehäuse kein Metall ist, oder ist da noch ne Abschurmung drin.
Der fasche Wert für die EIngangskapazität könnte durch die zu große Amplitude der Meßgeräte kommen. Ein einfacher Test wäre ein kleiner bekannter Kondensator (ca. 5 pF) in Reihe zum Testkopf, und dann die Amplitude vergleichen.
Es ist keine Abschirmung nötig, weil fast alle Widerstände (bis max. 330 Ohm außer R1 und R4) klein sind.
Übrigens, bei der Simulation des fertigen Tastkopfes mit 2N4416 und 2N3904 ist der optimale Wert für C5 = 33 pF und die Höchsfrequenz 45 MHz, also nicht weit von der Praxis. :)
So, wie im Code skizziert, stelle ich mir meinen aktiven DC FET Tastkopf vor, den ich aufbauen und testen möchte. Um +/-5 V auf dem Oszi zu haben, muss VCC 12V betragen. Die Simulation ohne R1,C1 und C2 mit T1=2N4416, T2=2N2905A und T3...T5=2N3904 zeigt eine Bandbreite von 0 bis 76 MHz (-3 dB).
Leider die BFR91A, die ich bereits habe, eignen sich für die Ausgagstufe wegen zu niedrigem max. Kollektorstrom (50 mA) und Verlustleistung (300 mW) nicht. :(
Der Simulator berücksichtigt die Absolute Grenzwerte nicht. Man muß entweder größere Transistoren mit entsprechenden Kühlkörper verwenden, was sich für einen Taskopf nicht eignet, oder andere Ausgangstufe sich einfallen lassen.
Es wäre auch möglich ein Teilungsfaktor 10:1 für den gesamten FET Tastkopf zu akzeptieren. Dann ist der Ausgangsspannung Hub nur +/- 1V und lässt sich problemlos realisieren. Wahrscheinlich deswegen haben die FET Tastköpfe von Tektronix einen gesamten Teilungsfaktor 10:1 und ich behaupte nicht, dass wir bessere Lösung finden könnten.
MfG
+----------------+-------+--------o +VCC
| +2,6V _____ | |
| \ | | | |
| +--|78L02|-+ |
2,5mA X | |_____| | X 35mA
| .-. | .-. |
C1 | R4|*| === | |R6 |
\ | 390| | GND | |390 |
*||/\ | '-' '-' |
+--||---+ | | ||C3 | |/
| /|| | |-+ +--||--+ +-----| T4
| ___ | | T1 | *|| | | |>
<-+-|___|-+----+--->|-+ | 22p === | |
| | | |< GND X 30 mA |
R1 |\ | +---| T2 | | R9 RG174
91k *|/\ | | |\ | | ___ ___
--- .-. .-. | |/ +-|*__|-(___(-+
C2/--- | |R2 |*|R3 +--------| T3 | 51 | |
| | |10k | |200 | |> | === .-.
| '-' '-' | | | GND | |R10
| | | | | |/ | |51
=== === === X 5mA +-----| T5 '-'
GND GND GND | | |> |
| | | ===
.-. .-. .-. GND
T1 = BF245A | | R5 | |R7 |*|R8
| | 430 | |82 | |22
T2 = BF324 '-' '-' '-'
| | |
T3...T5 = ? +----------+-------+--------o -VCC
Besserwessi
26.11.2008, 16:43
Das Problem mit der Ausgangsleistung habe ich beim BFR91 auch schon gesehen. Da müßte man halt mit dem Strom etwas runtergehen. Da ich den Transistor sowieso nicht da habe werde ich wohl auch das ganze erst man mit einem eher normalen Transistor aufbauen. Mal sehen was ich noch so an schnellen Transistoren finde.
Ich hätte noch etwas bedenkenn mit dem PNP transistor in der Emitterschaltung. So wie gezeichnet hat man ohnehin sehr wenig Verstärkung, da könnte man eigentlich auch fast einen NPN als Emitterfolger nehmen.
Ich werde aber wohl frühestens am Samstag dazu kommen was zu basteln.
Der pnp sollte das Signal bloß invertieren, damit Ausgangsphase mit der Eingangsphase stimmt. Zusätzlich passt er die Spannung +0,5 V aus der FET Eingangstufe an die -3,8 V für die Ausgangstufe, damit 0 V am Eingang 0 V am Ausgang ergibt.
Ich habe den T5 ausgeworfen und das ganze noch mal simuliert. So wie im Code jetzt ist, geht es bis 60 MHz (-3 dB) und so würde ich es aufbauen und testen. Die gesamte Teilung 10:1 reicht mir soweit, weil ich sowieso fast immer pasiven Tastkopf 10:1 benutze.
P.S. Eigentlich brauche ich keinen aktiven Tastkopf für DC Messungen und werde das doch nicht aufbauen, sondern auf deinen Bericht warten. Das was ich wirklich gebraucht habe, ist schon fertig und ich bin damit zufrieden.
Ich habe 1,8 pF SMD 1206 Kondensator am Eingang des fertigen HF aktiven Tastkopfes vor dem C1 eigelötet und die Amplitude des 100 MHz Sinussignals auf dem Oszi hat sich genau halbiert. Das bedeutet, dass die Eingangskapazität der FET Eingangstufe wirklich um 2 pF ist.
Viel Erfolg. :)
MfG
+----------------+-------+--------o +5V
| +2,6V _____ | |
| \ | | | |
| +--|78L02|-+ |
2,5mA X | |_____| | X 15mA
| .-. | .-. |
C1 | R4|*| === | |R6 |
\ | 300| | GND | |330 |
*||/\ | '-' '-' |
+--||---+ | | ||C3 | |/
| /|| | |-+ +--||--+ +-----| T4
| ___ | | T1 | *|| | | |>
<-+-|___|-+----+--->|-+ | 22p === | |
| | | |< GND X 13mA |
R1 |\ | +---| T2 | | R9 RG174
91k *|/\ | | |\ | | ___ ___
--- .-. .-. | |/ +-|*__|-(___(-+
C2/--- | |R2 |*|R3 +--------| T3 | 51 | |
| | |10k | |200 | |> | === .-.
| '-' '-' | | | GND | |R10
| | | | | | | |51
=== === === X 5mA | | '-'
GND GND GND | | | |
| | | ===
.-. .-. .-. GND
T1 = BF245A | | R5 | |R7 | |R8
| | 240 | |39 | |330
T2 = BF324 '-' '-' '-'
| | |
T3, T4 = BFR91A +----------+-------+--------o -5V
Hallo!
Nach meinem bestem Wissen und Gewissen reicht bei simplexem Übertragung einseitige Anpassung mit impedanzfreiem Abschlusswiderstand vollkommen aus (siehe Code). Wenn ich mich doch irren sollte, bitte sehr um ausfürliche Erklärung. :)
Aus diesem Grund werde ich das mit dem aktivem Tastkopf noch mal überdenken und einen aktiven DC Tastkopf doch bauen, weil bisheriger HF Tastkopf funktioniert zwar einwandfrei, ist aber noch nicht optimal.
MfG
Koaxkabel 50 Ohm
________ ________
+-(_______(- - -(________(-+
| |
Spannungs- /A\ .-. Last R = 50 Ohm
( | ) | |
quelle R = 0 \ / | | Abschlußwiderstand
| '-'
| |
=== ===
GND GND
Besserwessi
28.11.2008, 14:28
Ein einseitiger Leitungsabschluß an der Empfängerseite ist theoretisch schon ausreichend, wenn der Abschluß perfekt ist. Wenn der Abschluß aber nicht perfekt ist, gibt es deutlich mehr Störungen, denn am anderen Ende gibt es dann eine sehr gute Reflexion. Problematisch sind dann auch Verbindungsstellen in der Leitung , denn auch da wird immer ein bischen Singal reflektriert.
Bei beidseitigem Anschluß der Leitung werden Resonanzen auf grund der
Leitung besser gedämpft, selbst wenn Anpassung nicht ideal ist. Beide Seiten auf 10% Refelxion zu kreigen sollte einfach sein. Eine Seite auf 1% Reflexion zu kriegen ist dagenen schon ziehmlich schwer.
Üblich ist die beidseitige Anpasssung. Wird zum beispiel bei Videosignalen eigentlich immer so gemacht. Der Nachteil der beidseitigen Anpassung ist vor allem, das der Treiber mehr Spannung ausgeben können muß, der Strom bleibt ja der gleiche. Der BFR91 wird so wie ich das sehe erst durch den maximalen Strom begrenzt werden und weniger durch die Verlustleistung.
Für einen DC Tastkopf würde ich dann aber als Ausgangstreiber besser ein IC nehmen, denn da sind dann schon Gegentaktendstufen drin und man kann so relativ viel Amplitude rauskriegen. Außerdem sind die OPs DC mäßig deulich besser als man das so einfach mit Transistoren hinkriegen kann.
Na ja, nichts ist in der Praxis ideal, aber solange man es nicht ausprobiert hat, weiß man nicht, wie es wirklich wird.
Ausserdem habe ich eine Idee um einen Spannungshub für unipolare digitale Signale zu halbieren. Wenn man für L Pegel am Ausgang -2,5V festlegt, dann wird es für H Pegel am Ausgang +2,5 V. Die Nulllinie wird sowieso immer am Oszi festgelegt. Für bipolare Signale wird dann am Ausgang 0 V festgelegt, was sich mit einfachem Schliesser realisieren lässt.
Die o.g. zwei interessante Sachen haben mich dazu bewegt, dass ich doch einen aktiven DC Tastkopf mit BFR91A zu bauen versuche. Und als erstes möchte ich den FET mit bipolarem Emitterfolger zu ersetzen, um die Eingangsspannungen Bereich ohne Teiler zu erweitern. Mit dem BFR91A scheint die Eingangskapazität um 3 pF erreichbar zu sein.
Es wäre auch interessant deinen aktiven Tastkopf mit ICs mit meinem diskret aufgebautem zu vergleichen. :)
MfG
Besserwessi
28.11.2008, 17:05
Auch mit dem FET am Eingang hat man mehr als 0,5 V möglichen Spannungshub. Die Schaltung mit den 2 FETs sollte sogar einige Vorteile gegenüber einem Emitterfolger haben. Die Temperaturdrift sollte eher klein sein. Vor allem hat man mit dem JFET viel weniger Bias-Strom. Für eine HF tastkopf stört das ja wenig, aber bei DC Messungen schon.
Das sind schon Argumente um den FET am Eingang zu benutzen, vor allem bei CMOS Schaltungen. Dann muss man halt einen 5:1 Spannungsteiler am Eingang haben und das Eingangssignal danach 5-fach verstärken, was kein Problem seien sollte.
So wie ich das sehe, die Eingangstufe mit zwei FETs hat fast keine Abschwächung des Eingangssignals, kann aber den linearen Bereich des EingangsFETs nicht erweitern. Ich bleibe also bei einem FET und grösserer Verstärkung in Folgestufen.
Dann bleibt mir nur eine neue nichtinvertierende Ausgangstufe mit 5 V Hub (von -2,5 V bis +2,5 V) neu zu bauen und die schon geprüfte Eingangstufe zu verwenden. Um den max. Ausgangstrom auf 100 mA zu erhöhen werde ich wahrscheinlich zwei paralell geschaltete BFR91A mit Ausgleichswiderständen in Emittern anwenden müssen, da die Versorgungsspannungen +/-5 V betragen werden.
MfG
Hallo!
Ich habe nach dem Entfernen des seriell mit dem Kabel geschaltetem Widerstands R7 (51 Ohm) und Einlöten der ermittelten R5 und C3 keine Änderungen beim Verhalten des Tastkopfes festgestellt. Der aktualisierte Schaltplan ist im Code.
Danach habe ich noch ein bischen mit dem Tastkopf und einem Radio gespielt, um ihn bei konkreter Anwendung zu testen. Dabei hat es sich gezeigt, dass bei ungünstiger Lage des Tastkopfes gegen Antenne, kann es wegen Ausstrallung aus dem Tastkopf, vor allem im UKW Bereich, zu Oszillationen kommen. Deswegen wenn jemand den aktiven HF Tastkopf bei Radios verwenden möchte, wäre die Abschirmung der Schaltung und eventuell des Kabels für Spannungsversorgung erforderlich.
MfG
GND GND
=== ===
| |
--- C8 --- C9
--- µ1 --- µ1 ____
| | +5V | |
+------------+--+--+-----+--|7805|-+---< +24V
| | | | |____| |
2,5mAX 6mAX 7,5X C6 --- | --- C7
| | mA | µ1 --- | --- µ1
| .-. | | | |
| | |R4 | === === ===
C1 | | |330 | GND GND GND
µ33 | R3 '-' |
|-+ ___ | |/
|| | T1 +-|_*_|-+---| T3 C4
<--||-+->|-+ | 33k | |> 47µ
|| | | || | |/ | +[/
| +-||-+-----| T2 +--[|-+ RG174 Oszi
| | || |> | [\ | ___ ____ -
| | | |C5 +--(___(-(___(-+-(o)
| | C2 | |µ1|| | | | -
| | µ33 +---+ +--||-+ === .-. |
| | | | | || GND R7| |===
.-. .-. | .-. .-. 51| |GND
R1 | | |*|R2 C3--- |*|R5 | |R6 '-'
10k| | | |200 *--- | |75 | |330 |
'-' '-' 20p| '-' '-' ===
| | | | | GND
=== === === === ===
GND GND GND GND GND
Besserwessi
30.11.2008, 10:20
Beim Stromversorgungskabel solle man einen extra Filter (z.B. Ferriteperle) einplanen. Wegen einer möglichen Masseschleife eventuell auch wäre auch eine Induktivität in der Masse zum Netzteil sinnvoll.
Hallo Besserwessi!
Ich werde mit dem nächstem Tastkopf (siehe Code) mir mehr Mühe geben, weil das wird hoffentlich der letzte, den ich bauen würde. Er soll den zuletzt gebauten ersetzen, da er sich in der Schalterstellung 1:1 und AC auch für Messungen von kleinen HF Spannungen eignen sollte. Wenn er aber wegen Umschalter zu große Eingangskapazität hätte, würde ich die Schalter entfernen und den zuletzt gebauten noch "feilen".
Die Lochrasterplatine und Montageplan habe ich schon fertig und hoffentlich noch heute komme ich zum Aufbau. Ich habe es nur vorläufig grob dimensioniert, da ich die Ausgangstufe in der Praxis noch nicht kenne. Wenn Du ein bißchen Zeit fürs Anschauen hättest, freue ich mich auf deine Beurteilung. :)
MfG
+---+------------+---+-------+-----o +3,5V
T1 = BF245A | X 5mA 10mA X | |
| | | | --- C5
T2 = BF324 | V D1 R6 .-. X 20mA --- µ1
| - 1N4148 300| | | |
T3...T5 = BFR91A | | | | | ===
| V D2 '-' | GND
2,5mA X - 1N4148 | |/
| | +-| T4
AC | .-. | |>
/ | | |R4 | |
+-o/ o-+ | | |300 | .-.
| DC | | '-' | | |R8
| | 1:1 |-+ | ||C4? |/ | |10
| || | o--o | T1 +-||-+ +--| T3 '-' RG174 Oszi
<-+--||--+--o-- --o--+-->|-+ | || | | |> | ___ ___ -
|| o o | | |< === | | +-(___(- -(___(-+-(o)
10:1| | | +-| T2 GND | | | | | -
C1 +---+ | | | |\ | | |/ === .-. |
µ33 |\ | | .-. .-. | | +-| T5 GND R11| |===
|/\.-. |R2 | |R3 | | +-------+ | |> 51 | |GND
C2 --- | | |10k| |200| | | | | GND '-'
? --- | | | '-' '-' .-.R5 AC R7.-. .-. === |
/ / |R1'-' | | | | |300 / 63| | | |R9 | ===
/\|| |91k| | === === | | +-o/ o-+ | | | |10 --- C6 GND
+-||---+---+--+ GND GND '-' | DC | '-' '-' --- µ1
| ||\ | | | | | |
=== +--+-->---+--+---+-------+-----o -3,5V
GND C3 D3
? 1N4148
Besserwessi
30.11.2008, 13:33
Die Widerstände R8/R9 sollen glaube ich etwas größer. 22 Ohm sollten besser passen. Bei dieser art Endstufe solle das Verhältnis von Lastwiederstand (50 Ohm) zu R9 gerade die Hälfte der Verstärkung sein. Dann hat man einen gleichmäßige Klasse A Betreib der beiden Transistoren.
Vm Punkt zwischen R5 und D3 sollte vermutlich noch eine Kondensator nach Masse. Der DC Arbeitspunkt könnte man relativ kritisch einzustellen sein, da gehen zumindest die Parameter des Fets ein. R3 kommt mit sehr klein vor, da wird man recht viel Amplitude verlieren. Da wäre ein 2 ter FET als Stromquell wohl besser.
Viellen Dank für so optimistische Bewertung der Schaltung. :)
Die Verstärkung der Ausgangstufe ist für die positive Halbwelle ca. R6/R7 und für die negative ca. R11/R10. Ich habe extra so niedrigen R9 gewählt um den Hub der Ausgangsspannung möglichst groß bei so niedrigen Versorgungspannungen zu haben. Erhöhen des R9 erfordert bei gleichem Hub Erhöhung der Versorgungsspannungen, was Erhöhung der Wärmeentwicklung mit sich bringt. In dem HF Tastkopf bei 0,36 W verbratener Leistung hat das Gehäuse schon um 40°C und ich möchte das gleiche Gehäuse verwenden.
Der R3 sollte auf dem S des FETs möglichst genau +0,5V geben, um im linearem Bereich des FETs für Eingangsspannungen +/-0,5 Vzu bleiben. Die nötige für 1:1 Übertragungfaktor Verstärkung sollte die Ausgangstufe + evtl. der T2 aufbringen.
Mit dem Tastkopf erwarte ich noch viel Probleme, aber mit möglichst einfacher Schaltung muß man anfangen, damit der Tastkopf am Ende noch tragbar ist. :)
Es wäre ein Wunder wenn so einfache Schaltung ohne Änderungen problemlos und temperaturstabil funktionieren würde.
MfG
Besserwessi
30.11.2008, 17:27
Ich glaube das mit der negativen Halbwelle ist noch fasch verstanden. Im Nutzbaren bereich arbeiten imm beide Ausgangstransistoren zusammen und teilen sich die Last idealerweise. Die Verstärkung für T5 ist dann 2 x R11 / R10, denn die Hälfte der Ausgangsleistung soll ja T4 liefern.
So wie gezeichnet würde T4 fast nicht zum Ausgangsstrom beitragen, sondern einen fast konstanten Strom liefern. Das Problem mit der Verlustleistung sehe ich auch, aber diese Endstufe hat nun mal diese Einschränkung das R11/R10 wenigstens näherungsweise zur Verstärkung passen muß. Wenn man Leistung sparen will, könnte man T3 mit weniger Strom arbeiten lassen.
Wenn man ohnehin schon einen PNP Transistor ein der Schatung hat, könnte man eigentlich auch die Endstufe klassisch einem NPN-PNP Paar aufbauen, so ähnlich wie bei Audio Verstärkern üblich, nur halt ohne Gegenkopplung und mit mehr Ruhestrom.
Wegen der Probleme mit der Leistung hatte ich ja schon von Begin einen IC Verstärker in Erwägung gezogen (z.B. max4012, LT1227 oder LT1399). Allerdings wird man da wohl den Widerstand am Ausgang brauchen. Der max4012 wäre kaum größer als einzelner Transistor, wenn man denn so klein löten mag.
Ich habe versucht die Ausgangsstufe rein theoretisch, so wie ich sie ausgedacht habe, zu beschreiben. Es ist möglich, das da ein Denkfehler steckt, den ich selber nicht sehe.
Der T4 arbeitet in Kollektorschaltung mit Ku~1, der T5 in Emitterschaltung mit Ku~ -R11/R9 und der T3 in Emitterschaltung mit Ku ~ -R6/R7. Im Ausgangszustand bei 0 V am Ausgang fließt durch R11 kein Strom. Durch T4 und T5 fliesst der gleiche Strom. Bei wachsender negativer Halbwelle auf der Basis von T3 wird die Spannung auf seinem Kollektor wachsen und auf seinem Emitter sinken. Als dessen Folge wird durch den T4 mehr Strom fliesen und die Spannung auf seinem Emitter und R11 gleich wie auf dem Kollektor von T3 wachsen. Gleichzeitig wird der Strom durch T5 sinken und die Spannung auf R11 wird R11/R9 mal mehr als auf seiner Basis sinken. Damit beide Transistoren gleich seinen Kollektorstrom ändern muß R6/R7=R11/R9 sein. Die Transistoren T4 und T5 sollten abwechselnd und in reiner B Klasse nie gleichzetig leiten. Für positive Halbwelle sollte der Strom durch T3+R8 von +3,5 V durch R11 zu GND und für negative Halbwelle durch T4+R9 von GND durch R11 zu -3,5V fliessen. Sollte die Ausgangstufe nicht wie gewünscht arbeiten, würde ich eine andere, schon bekannte anwenden.
MfG
Besserwessi
30.11.2008, 21:24
So wie ich die Endstufe jetzt sehe könnte die Endstufe tatsächlich so arbeiten, aber wohl eher nur bei eher niedrigen Frequenzen. Schon in Audiobereich gilt aber eine reine Klasse B Endstufe als problematisch.
ICh Hatte die Endstufe immer als Klasse A Endstufe gesehn: So das sich der Strom durch den einen Transistor um den gleichen Betrag erhöht, wie sich der Strom durch den anderen Transistor erniedrigt. Die Grenzen der Aussteuerung wären dann erreicht, wenn einer der Ströme null wird. Die Positive Halbwelle kann dabei noch weiter gehen, die negative nicht so ohne weiteres, da kann es zu einem kleine Knick in der Kruve kommen weil die Verstärkung dann anders bestimmt wird.
So wie im Plan gezeichent ist die Endstufe nach Klasse B und für hohe Aussteuerung, so ich es immer gedacht hatte als mehr als Klasse A und für etwas kleinere Amplituden, dafür aber mit weniger Verzerrungen und wohl auch schneller.
Heute schaffe ich es leider nicht mehr, aber morgen werde ich die Ausgangstufe aufbauen und bei verschiedenen Ruheströmen (Klassen) prüfen. Sie ist wegen niedriger Bauteilmenge durch die Bedingung R6/R7=R11/R9 ziemlich schwer wie gewünscht zu kriegen.
Ich denke, sie soll auch in A klasse gut arbeiten, aber das werden erst praktische Messungen zeigen wofür sie sich eignet. Ich habe es nochmal genauer berechnet und ich komme bei Versorgungsspannungen +/-4 V auf Verstärkung 2,5 (R6=300, R7=120, R8=R9=20). Dann muß ich den Rest um ca. 4,4 zu erreichen mit verkleinern des R4 realisieren.
Anstatt den Dioden D1 und D2 im Emitterkreis des T2 würde ich wahrscheinlich einen einstellbaren Spannungsregler mit TL431 oder einem Transistor einbauen müssen. Ich vermute nähmlich, dass der stromabhängige Spannungsabfall auf den Dioden bei DC zu groß varieren wird. Das hätte auch den Vorteil, dass man durch Einstellen der Spannung auch den DC Offset schön ändern und die Diode D3 weg lassen könnte. Ausserdem wird es sicher stabiler mit der Temperatur und wird die Verstärkung des T2 nicht beeinflüssen.
Ich möchte jetzt jede Stufe vom Ausgang aufbauen und testen, weil in der gesamter Schaltung es viel schweriger ist den Verursacher z.B. des Temperaturdriftes zu finden.
MfG
Besserwessi
01.12.2008, 17:00
Zumindest grob läßt sich die Temperaturdrift mit LTCad schon mal vorab rechenen. Allerdings kenne ich nur die Version mit einer einheitlichen Temperatur. Bei ausgefeilteren Simulationen kann man wohl sogar den Effekt der Eigenerwärmung mit rechnen. Eventuell könnte die eine oder andere Diode für die Temperaturstbilität sogar helfen.
Vielleicht lohnt es sich dann zur Temperaturkompensation in den Source- Zweig des Eingangsfets eine Stromquelle einzubauen.
Die Stromquelle wird durch einen gleichen Fet (sel.) bei gleicher Temperatur realisiert (bei Hameg sogar 1/2 Doppeltransistor).
Er hat der bei dem eingesetzen Sourcewiderstand Rs (R133 = 332 Ohm) eine Gate-Source Spannung, die geauso groß ist wie der Spannungsabfall an Rs.
Die Gate Source Spannung des Eingangsfets kann so mit einem gleichen Widerstand am Source (R132 = 332 Ohm) kompensiert werden. Das gilt dann sogar auch für den Temperaturbereich über den die Fets gleich sind.
Die Schaltung ist in der Eingangsstufe einiger Hameg Oszilloskope (auch HM604) drin bei dem das Schaltbild im Handbuch abgeblidet ist.
http://www.hameg.com/manuals.0.html?&L=1
Handbücher HM604 deutsch
Ein weiterer Vorteil des vergrößerten Arbeitswiderstands im Source Zweig ist, dass die Eingangsstufe nicht ganz so viel Amplitude verliert wie mit einem passiven Arbeitswiderstand der kleiner ist als 1/S. Sie ist dann zwar mit -Ub verbunden, aber eben nur beim geringen Strom der Eingangsstufe (<5mA).
Leider bin ich mit dem Testen der Ausgangstufe noch nicht fertig, habe sie erst zusammengelötet. Die vorstehende Prüfungen sollten die Temperaturstabilität dann zeigen. Ich weiss eben nicht wie man den FET und die Ausgangstufe, ohne sie ziemlich stark zu komplizieren, thermisch kompensieren könnte. Aber wegen geringer Abschwächung/Verstärkung sollte es nicht tragisch sein. In der neuster Version (siehe Code) sollte zumindest der Verstärker mit T3 thermisch stabil sein.
@ Manf
Vielen Dank für deinen Vorschlag. Du hast natürlich recht und die Sache ist mir klar (siehe den Code im erstem Beitrag), ich möchte aber zuerst das einfache prüfen. Jede Schaltung könnte man wegen Verbesserungen immer ausbauen, wenn auf der Platine noch Platz übrig bleibt.
MfG
+--+---+-------+-------+---+----+--+-----o +4V
T1 = BF245A | | | / | 10mAX X20mA|
C5--- | \| /\.-. | | ---C6
T2 = BC547 µ1--- | T2 |--+>|\| .-. | ---µ1
| | <| | | |\ | | | |
T3 = BF324 === | | .-.'-'P1 | | | ===
GND | | R6|*| |10k R7'-' | GND
T4...T6 = BFR91A |5mAX | |=== 300| |/
| | '-'GND +-| T5
AC | .-. | / AC | |>
/ | |*|R4 +-o/ o | |
+-o/ o-+ | | |180 |DC | .-.
| DC | | '-' === | | |R9
| | 1:1 |-+ | || C4? GND |/ | |20
| || | o-o | T1 +-||-+ +-| T4 '-' RG174 Oszi
<-+--||--+--o-- --o-+->|-+ | || | | |> | ___ ___ -
|| o o | | |< === | | +-(___(- -(___(-+-(o)
C1 µ33 10:1| | | +-| T3 GND | | | | | -
+---+ | | | |\ | | |/ === .-. |
|\ | | .-. .-. | | +-| T6 GND R11| |===
|/\.-.| | | |*| +-----------+ | |> 51 | |GND
C2 --- | || | | | | | GND | | GND '-'
?* --- | ||R2'-'R3'-' .-. === .-. .-. === |
/ / |R1'-'|10k| 200| | | | | | | | | ===
/\|| |91k| | === === | | ---C7 | | | | ---C8 GND
+-||---+---+-+ GND GND '-'R5---µ1 R8'-' '-'20---µ1
| ||\ |300 | 120| |R10 |
=== C3 ?* +----+----------+---+----+--------o -4V
GND
Die Schaltung im ersten Beitrag habe ich auch gesehen, so einfach ist der Faktor 2-3 in der Schaltung kaum zurückzugewinnen.
Ein BF245 B zusammen mit größerem passiven Widerstand wie er vergleichsweise in einfacheren Hameg Typen drin ist wäre eine etwas einfachere Alternative.
Ich wollte hier nur auch auf die mögliche Kombination von DC-Kompensation und Temperaturkompensation hinweisen.
Ich verfolge die Diskussion, die ich sehr spannend finde, in jedem Fall weiter.
Ich fange mit dem Ausgang an und bis ich zum Eingang komme, wird noch ein bischen dauern. Es ist also gar nicht gesagt, dass die skizzierte Schaltung am Ende, genauso aussehen würde. Das wäre aber toll! :)
MfG
Ich habe nur wichtigste Parameter der Ausgangstufe mit ca. 1 kHz Dreieck getestet. Um mir das einfacher zu machen, habe ich nur die Versorgungspannungen und nicht die Werte den Widerständen geändert.
Dabei habe ich festgestellt, dass sie ab ca. 5 mA Ruhestrom (also AB Klasse) linear arbeitet und man kann den Ruhestrom auf z.B. 10 mA senken. Ausserdem die Entfernung (kurzschliessen) des R8 verbessert die Linearität der positiver Halbwelle für große Signale. Bei Versorgung mit +/- 4V der erreichbare Hub ohne Oszillationen ist um 5V, aber nicht symetrisch gegen GND (+3/-2 V), weil für Spannungen über 2 V treten bei den Spitzen Oszillationen auf (zuerst bei negativer und bei größerer Amplitude bei positiver Halbwelle), da die HF Verstärkung der Transistoren sich für großeren Kollektorstrom vergrößert. Um es symmetrisch zu haben, müsste man vielleicht Klasse A oder kleinere Verstärkung anwenden.
Sogar bei diesem Hub bleiben die Ausgangtransistoren kalt. Ganz am Anfang habe ich vergessen die Abblockkondensatoren an Versorgungsspannungen einzulöten und die Ausgangstufe hat mit ca. 10 MHz oszilliert, was bedeutet das sie auch genug breitbändig seien sollte.
Deswegen habe ich entschieden, dass sie ohne Änderungen (ausser Entfernung des R8 ) auf der Platine des Tastkopfes bleibt und erst später, wenn der Tastkopf schon fertig wird, teste ich das ganze noch mit HF.
Ich habe noch mal über Temperaturstabilisierung der FET Eingangstufe nachgedacht und zum Ergebnis gekommen, dass sie wegen niedriger gesamter Verstärkung des Tastkopfes (um 5) überhaupt nicht notwendig ist. Ein Oszilloskop hat schätzungsweise eine Gesamtverstärkung in der Y-Achse um 1000 und eine thermische Drift 1 mV am Eingang des Verstärkers bei 5 mV/DIV ohne Kompensation wird schon deutlich sichtbar sein.
MfG
Besserwessi
02.12.2008, 16:52
Ganz so trivial ist das mit der temperaturdrift nicht. Bei einer der Simulierten Schaltungen hatte ich z.B. einen Temperaturkoeffizienten von etwa 15 mV/ K am Ausgang, bei einer gesamt Verstärkung von 4.
Das ist schon deutlich schlechter als das Oszilloskop, und kann sogar schon richtg stören, denn in dem eher kleinen gehäuse sind 20 Grad Temperaturerhöhung durchaus drin, das wären dann 300 mV am Ausgang.
Hallo Besserwessi,
ich sehe das ein bißchen optimistischer, als du.
Bei üblichen diskreten Schaltungen mit Transistoren, Dioden usw. den größten Temperaturkoeffizient (TK) haben die Halbleiter (um -2,2 mV/K = -2200 ppm/K) was bei Erhöhung um 25°C etwa -55 mV ergibt. Höchstens diese Spannung könnte dann am Ausgang erscheinen, weil der Übertragunsfaktor des gesamten Tastkopfes ohne Eingangsteiler 1:1 betragen sollte. Bei der typischer Einstellung des Oszis für digitale Signale 1 V/DIV sind es ungefähr 5 %.
Ich werde mit dem Tastkopf sehr zufrieden, wenn am Ende die gesamte thermische Drift von ca. 1% sich erreichen lässt. Weil die Schaltung aus drei Stufen besteht, würde in jeder Stufe ca. 0,3 % benötigt. Da der Tastkopf nur in inneren Räumen benutzt wird, muß man die thermische stabilität nur im Temperraturbereich von ca. 20 bis 50 °C streben. Es könnte natürlich sein, dass die thermische Driften der einzelnen Stufen unterschiedliche Richtungen der Änderungen hätten und sich somit teilweise selbst kompensieren würden. Deswegen muß über die gesamte Kompensierung noch am Ende bei der fertiger Schaltung nachgedacht werden.
Wenn die Praxis zeigen wird, dass die Temperaturdrift der Eingangstufe mit FET wirklich so groß und störend ist, werde ich sie selbstverständlich kompensieren.
Ich habe erfolglos versucht durch Änderung der Widerstände in der Ausgangstufe möglichst hoche Amplitude zu erreichen. Leider ist die Grenze des Kollektorstroms von 40 mA (was für 2 V auf 50 Ohm nötig ist) bei den BFR91A nicht zu überschreiten. Wahrscheinlich bei dem Strom ist die Phasenverschiebung gleich 180° und die Ausgangstufe fängt mit ca. 60 MHz zu oszillieren an. Seriell mit dem Koaxkabel geschalteter Abschlußwiderstand 51 Ohm bringt auch nichts.
Weil die FET Eingangstufe nur Spanungen im Bereich +/-0,5 V linear übertragen kann, ist sowieso am Ausgang nur ein Hub von 1V nötig. Es ist bei solcher Eingangstufe keine Verschiebung des 0 Pegels notwendig und der AC/DC Umschalter sich vereinfacht. Die Versorgungsspannungen konnten deswegen auf +/- 3V gesenkt werden.
Der Tastkopf wird in der Stellung 1:1 einen Bereich von +/-0,5 V und in der Stellung 10:1 einen Bereich von +/- 5 V haben. Ich würde lieber den Teiler am Eingang auf 2:1 und 20:1 ändern, um die entsprechende Bereiche auf +/-1 V und +/- 10 V zu erweitern, da der Bereich +/-5 V für digitale Signale ich zu knapp finde. Das sollte auch ermöglichen, die durch den Einganssteiler-Umschalter ehöhte Eingangskapazität, beinahe zu halbieren.
MfG
Besserwessi
03.12.2008, 16:59
Es gibt eigentlich keinen Grund wieso ein Fet Eingangsstufe nur 0,5 V linear verarbeiten kann. Wenn der Widerstand nicht zu kleine ist, dann sollten wesentlich mehr als 1 V gehen.
Der Widerstand ist so klein ausgefallen, um die negative Spannung -0,5 V auf der Gate (G) gegen Source (S) des FETs laut Datenblatt in der Mitte des Linearbereiches festzulegen. Bei Änderung des Widerstandes und somit der S Spannung wird der lineare Bereich der DC Eingangsspannungen aus der Mitte verschoben und damit verkleinert. Man muss davon ausgehen, das die Gatespannung ohne Eingangssignal 0 V ist.
Ich habe schon Datenblätter von einigen leicht erhältlichen (Reichelt, Pollin, usw) HF FETs und MOSFEts angeschaut und bisher nichts besseres gefunden. Für AC Eingangsignale hat man bei der Auswahl des DC Arbeitspunktes volle Freicheit. Vielleicht werde ich mal in dem HF Tastkopf noch den FET mit einem MOSFET mit zwei Gatter (z.B BF1009S von Pollin) ersetzen, weil mit der Änderung der Spannung auf der G2 kann man schön in grossem Bereich den Übertragungsfaktor ändern, was einen Eingangsteiler eliminiert. Und die Eingangskapazität der G1 sollte nur um ca. 1 pF höher als beim BF245A sein, was ich noch akzeptieren kann. Bei einem MOSFET müsste man natürlich ESD beachten , was wahrscheinlich die Eingangskapazität unakzeptabel erhöhen würde.
MfG
Hallo!
Als nächstes habe ich mich mit der Temperaturstabilität der Ausgangstufe beschäftigt, die so wie im Code skizziert ist, verwendet wird. Nach dem Einschalten des Netzteils habe ich abgewartet bis die Ausgangspannung stabil wurde.
Danach habe ich die Ausgangspannung auf 0 bei Zimmertemperatur 19°C eingestelt und mit einem Föhn die Schaltung bis 47 °C erwärmt. Bei dieser Temperatur war Uo = -170 mV, also ziemlich viel (TK=-6 mV/K).
Auf den ersten Blick zieht man das fürs Anwachsen der negativer Spannung Uo der T5 verantwortlich ist, da die Ube Strecken von T2 und T3 sollten sich fast kompensieren. Als erstes habe ich Rk4=0, Rk5=0 angenommen und als Rk6 einen Trimmpoti 100 Ohm eingelötet und abgewartet bis Uo auf 0 V zurückkommt. Weiter habe ich dann Uo = -170 mV eingestellt und mit dem Rk6 die Uo auf 0 gebracht.
Anschlissend habe ich den Rk6 gemessen (Rk6 = 5,0 Ohm) und eingelötet. Nach der wiederholter gleicher Erwärmung der Platine war Uo = -100 mV (TK=-3,5 mV/K). Was ich mir vorgenommen habe (0,3 % = 3 mV) sind es lange noch nicht. So wie es aussieht, muß man jeden Transistor der Endstufe einzeln mit Rk4, Rk5 und Rk6 kompensieren und das wegen Trägheit der Wärmeprozessen noch ziemlich lange dauern wird.
Ich habe das einfachste probiert, aber dabei nicht viel Glück gehabt. Dann muss ich dafür leider mehr Zeit opfern und wahrscheinlich das ganze, wegen Bauteilen die noch dazu kommen, auf einer Testplatine machen. Es ist natürlich nicht sicher ob man ohne zu großen Aufwand die vorgenommene 0,3 % überhaupt erreichen könnte.
MfG
+---------------+----+--------o +3V
| | |
| | ---C6
GND .-. | ---µ1
=== R7 | | Ck5|| | |
| 330| | +---||---+ | ===
+---+ '-' | || | | GND
| | Ck4|| | | ___ | |/
| --- +---||--+ +--+-|___|--+-| T5
| --- | || | | Rk5 |> Oszi
.-. | | ___ | |/ | ___ ___
| |<-+--+-|___|-+-| T4 +-(___(- -(___(------+--(o)
| | Rk4 |> Rk6 | | A | -
'-' | ___ |/ === | .-. |
| +--+-|___|-+--| T6 GND | | | ===
| | | | |> Uo|R10| | GND
| | | || | | | 51'-'
| .-. +---||--+ .-. === | |
| R8 | | Ck6|| R9| | | === ===
| 120| | 20| | ---C8 GND GND
| '-' '-' ---µ1
| | | |
+------------------+---------------+----+--------o -3V
T4...T6 = BFR91A
Besserwessi
04.12.2008, 19:10
Gerade für die Temperaturdirft ist die Simulation eine gute hilfe. Uber die das Simulations Commando DC sweep kann man ganz einfach die Temperaturabhängigkeit berechnen. Zur Kompensation könnte man an passenden Stellen Dioden einbauen um einen Temperaturabhängigen Spannungsabfall zu kriegen. Man sollte dabei eventuell auch die ganze Schaltung zusammen betrachten, denn die Drift der Stufen kann sich auch kompensieren. Eine bequeme Methode für gut DC Stabilität ist es den DC Teil unabhängig von einem Operationsverstärker regeln zu lassen. Dann sind auch Werte von deutlich unter 1 mV Drift möglich.
Hallo Besserwessi,
mit der Simulation, wenn man sie so gut wie du beherrscht, kann man sicher viel machen. Ich habe aber jetzt keine Zeit (sprich Lust) mich mit dem kennenlernen des Programms zu beschäftigen.
Einige Varianten der Kompensation sind sehr effektiv, lassen sich aber wegen Parameter der Schaltung nicht anwenden, und in der Simulation geht alles, obwohl in der Praxis leider nicht. Deswegen bleibe ich bei der Praxis, die mir schon immer lieber war.
Wie weit bist Du mit deinem Basteln? :)
MfG
Besserwessi
04.12.2008, 20:15
Ich bin mit dem Aufbau nicht gerade weit gekommen. Der Bastelraum ist einfach zu kalt und die Überlegungen gehen für mich immer mehr in Richtung 2 Fets am Eingang und dann ein MAX4012 als Verstärker x 2, eventuell auch mit Verstärkung 4. das geht dann zwar nur bis etwa 50 MHz bzw. 25 MHz, aber mir würde das gerade noch reichen. Dafür sollte das DC mäßig gut sein, und auch der Aussteuerungsbereich stimmt.
Ich bin wirklich gespannt ob die ICs echt so gut sind. Ich warte mit den ICs ab, um aus deiner Erfahrung etwas neues lernen.
Ich denke, dass es für Ku = 2 der MAX4012 schlecht geht, weil er nur für Ku = 1 frequenzkompensiert ist. Besser wäre der MAX4224 (für Ku = 2 ) oder MAX4113 (für Ku = 1 bis 8 ).
Ich habe mir schon alle Datenblätter angeschaut und mich trotzdem zum diskreten Aufbau enschieden.
MfG
Besserwessi
05.12.2008, 11:01
Das mit der kompensation der OPs sehe ich nicht so kritisch. Die Angegebene Verstärkung für die Kompensation ist der Mindestwert. Bei mehr Verstärkung hat man etwas mehr Stabilitätsreserve und muß dafür halt auf etwas Bandbreite verzichten, die man mit einem OP der für höhere Verstärkung kompensiert ist kriegen könnte.
Da ich keine richtig schnellen Transistoren da habe, muß ich für den Aufbau ohnehin bestellen.
Die thermische Drift der Schaltung scheint mir jetzt das schwierigste Problem zu sein.
Schaltungen mit direkter Kopplung (DC) werden meistens symmetrisch gebaut und sind daher ziemlich leicht zu kompensieren. Hier kann ich leider, wegen möglichst kleinen Abmessungen des Tastkopfes, keine derartige komplizierte Schaltung verwenden.
Ich werde jetzt noch einen Versuch machen, und wenn es nicht gelingen sollte, werde ich die Ausgangstufe mit TK = ca. 6mV/K akzeptieren müssen. Eigentlich bei grösseren Temperaturänderungen, die meistens sehr langsam verlaufen, könnte man ab und zu die Position der Nulllinie auf dem Oszi korriegieren.
MfG
Besserwessi
05.12.2008, 15:00
Eine der vorherigen Schaltungen war ähnlich einem Differenzverstärker aufgebaut. Da sollte es relativ einfach sein die Drift zu kompensieren. Zur Not halt ein paar Dioden an die Refferenzseite.
Ich möchte dafür einen pnp Transistor T4 als Emitterfolger anwenden (siehe Code). Bei gleichen Basisströmen (bei mir 80 µA für Ub = 0) sollten sich Ube von T4 und T5 fast ideal kompensieren, es muss nur noch der R5 an ß des T4 angepasst werden.
Die Ausgangstransistoren T6 und T7 durch gleiche Widerstände in Emittern (R8 = R9) kompensieren sich sehr gut. Wenn es nicht deutlich besser seien sollte, lasse ich den T4 weg. Aber zuerst möchte ich die Schaltung praktisch testen.
MfG
+-----+-----+---------o +3V
| | |
9,8mAX X3mA --- C9
| | --- µ1
.-. | |
| |R6 | ===
GND | |330 | GND
=== '-' |
| | |/
GND .-. +---| T6
=== | |R5 | |>
| | |120 | |
+---+ '-' | .-.
| | | |/ | |R8
| --- +---| T5 | |20
| --- | |> '-' RG174 Oszi
.-. | |< | | ____ ____
| |<-+-| T4 | +-(____(- -(____(------+--(o)
| | |\ | | | A | -
'-' | | |/ === | .-. |
| | +---| T7 GND | | | ===
| | | |> Uo|R10| | GND
| | | | GND | 51'-'
| | .-. .-. === | |
| | R7 | | R9| | | === ===
| | 120| | 20| | --- C8 GND GND
| | '-' '-' --- µ1
| | | | |
+-------+-----+-----+-----+---------o -3V
T4= BF324, T5...T7 = BFR91A
Leider hat der T4 nicht viel gebracht, weil... es müssen doch zwei Ube Spannungen von T5+T7 kompesiert werden.
Nach dem einlöten der Diode D (siehe Code) und nötiger Erhöhung der Versorgungsspannungen auf +/- 3,5V , war das Ergebnis überraschend: der TK war sehr klein um -1 mV/K. Mit so guter Kompensierung habe ich, ehrlich gesagt, nicht gerechnet.
Damit habe ich den Schaltplan der kompensierten Ausgangstufe fertig und kann in Richtung Eingang weiter bauen. Die gemessene Spannung auf der Basis vom T4 für 0 V am Ausgang beträgt -3,30 V. Deswegen werde ich, um +/- 0,5 V vom Eingang übertragen zu können, die Versorgungsspannungen auf +/-4 V erhöhen müssen.
MfG
+-----+------+--------o +4V
| | |
10mAX X10mA --- C9
| | --- µ1
.-. | |
| |R6 | ===
GND | |330 | GND
=== '-' |
| | |/
.-. +---| T6
| |R5 | |>
| |180 | |
GND '-' | .-.
=== | |/ | |R8
| +---| T5 | |20
+---+ | |> '-' RG174 Oszi
| | V | | ____ ____
| --- - D | +-(____(- -(____(-+--(o)
| --- | | | | | -
.-. | |< | |/ === .-. |
| |<-+-| T4 +---| T7 GND R10| | ===
| | |\ | |> 51| | GND
'-' | | | GND '-'
| | .-. .-. === |
| | R7 | | R9| | | ===
| | 120| | 20| | --- C10 GND
| 10mAX '-' '-' --- µ1
| | | | |
+-------+-----+-----+------+--------o -4V
D = 1N4148, T4= BF324, T5...T7 = BFR91A
Hallo!
Weil die Ausgangstufe sich so gut kompensieren lassen hat, möchte ich die FET Eingangstufe auch kompensiert bauen.
Im Code habe ich hoffentlich die letzte Version des DC Tastkopfes skizziert und so werde ich die Schaltung weiterbauen. Es kann sich noch etwas ändern, aber diesmal, erwarte ich keine große Probleme.
Wegen eventuellem Platzmangel in meinem Gehaüse könnten der Eingansteiler R1,C2 mit dem 2:1/20:1 Umschalter und der Kopplungkondensator C1 mit dem AC/DC Umschalter bei meinem Aufbau weg gelassen werden, weil ich für kleine AC Signale schon den HF Tastkopf habe. Ausserdem werde ich nach der Ermittlung der Werte den Trimmpoti R8 mit einem festem Spannungsteiler ersetzen.
Diesen DC Tastkopf nur mit dem 20:1 Eingangsteiler werde ich eigentlich für digitale Signale benutzen. Falls nötig, werde ich für HF Signale mit größerer Amplitude, die zu großen DC Offset haben, ansteckbaren C1 verwenden.
MfG
C6||µ1
C2? \ +---||--+---+-----+-------+---+----+---o +4V
AC ||/\ | || | | | \ 10mAX X10mA|
\ DC +--||-- + === 2,5mAX \| .-./\ | | ---C7
+o \o+ | /|| | GND | T3 |->|*|R8 .-. | ---µ1
| | 2:1| ___ | |-+ <| /| |10k | | | |
| || | o-+-|___|-+-o | T1 | '-' R10| | | ===
<-+-||-+-o-- R1___ 10k--o-+->|-+ | "0" | 330'-' | GND
|| o-+-|___|-+-o | | .-. +---+ | |/
C1? 20:1|R2 190k| .-. | |*|R6 | | +-| T7
| ||/ | R3 | | | | |180 | .-. | |>
+--||---+\10k| | .-. '-' | | | | |
\/|| |/\ '-'R4|*| | ||C5| | | | .-.
C3?\ --- |200| | +-||--+R9'-' | | |R12
/--- === '-' | ||? |430| |/ | |20
C4? | GND | |< === +-| T6 '-' RG174 Oszi
=== +-| T4 GND | |> | ____ -
GND | |\ V | +---(____(-+-(o)
D = 1N4148 |-+ | D - | | | | -
| T2 X5mA | | |/ === .-. |
T1,T2 = BF245A +->|-+ | |< +-| T8 GND R14| |===
| | +-------| T5 | |> 51 | |GND
T3 = BC547 GND | | | |\ | | GND '-'
=== | .-. .-. | .-. .-. === |
T4,T5 = BF324 | | R5|*| | | 5mAX | | | | | ===
C8--- |200| | | | | R| | | | --- GND
T6...T8 = BFR91A µ1--- | '-' '-'R7 |11'-' '-'20---C9
| | | |300 |120| |R13 | µ1
R2 = 180k + 10k +--+----+---+---------+---+---+----+---o -4V
Hallo!
Um die Eingangstufe mit zwei FETs sehr gut thermisch kompensieren zu können, sind zwei FETs mit identischen Parameter notwendig. Leider in 10 Stück beim Reichelt gekauften BF245A habe ich keine zwei identische gefunden.
Deswegen habe ich die im Code skizzierte Schaltung schnell getestet und festgestellt, dass bei Temperaturänderungen, dank der Diode D der Drainstrom Id fast konstant bleibt. Deswegen möchte ich sie wahrscheinlich verwenden.
Dabei muss nach der Messung des Ids der Widerstand ausgerechnet werden, um auf dem S des FETs +0,5 V gegen GND zu haben. Weil der Id des BF245A bei Ugs = -0,5 V im Bereich von 1 bis 3 mA liegt wird der Rs im Bereich von 1,6 bis 4k liegen und der Übertragungsfaktor des FETs höher als mit Rs = 200 Ohm wird.
Weil die Endstufe eine Verstärkung von Ku = 2,5 hat, vielleicht wird die Verstärkung sogar zu hoch sein und der T4 könnte nur als temperaturkompensierter invertierender Pegelschieber mit Verstärkung Ku = 1 arbeiten. Deswegen möchte ich mich zuerst mit der FET Eingangstufe beschäftigen.
MfG
o +4V
|
||
||Id
|V
|
|-+
| T1 = BF245A
<----+---->|-+
| |
.-. 0V+---------->
Rg| | |
| | .-.
'-' | | Rs
| | |
=== '-'
GND |
V
- D = 1N4148
|
o -4V
Hallo!
Die Testen der Eigangstufe mit einem, mit einer Diode kompensiertem FET, haben gezeigt, dass sie sich sehr gut für den DC Tastkopf eignet. Wenn man auf dem S eine Spannung 0V gegen GND einstellt, überträgt sie linear Signale symetrisch gegen GND mit Übertragungsfaktor 0,8. Die nötige gesamte Verstärkung der Folgestufen reduziert sich damit zu 1,25. Ich konnte nur bis +/-3V testen, weil mein Funktionsgenerator leider nicht mehr gibt. :(
Danach habe ich die thermische Drift kompensiert und dazu verschiedene Dioden verwendet. Bei 1N4148 war TK=+3 mV/K, BAT42 TK=+2 mV/K und bei Germaniumdiode GAY60 TK=-1,5mV/K.
Der zweite Wert ist für mich interessant, weil wenn die Eingangstufe so kompensiert wird, wird es den TK von bisheriger Schaltung (noch ohne T3,T4) deutlich sinken, da die Ausgangstufe ohne Kompensierung TK=-6 mV/K hat (das enspricht -2,4 mV/K am Eingang). Aber die optimale Kompensierung wird erst am Ende noch mal analisiert.
In jedem Fall die FET Eingangstufe bei Ugs=0 V sollte linear sogar höhere Spannungen übertragen können. Deswegen werde ich noch mal zu der Ausgangstufe zurückkommen müssen und versuchen mit kleinerer Verstärkung (Ku=1,25 bzw. Ku=1) die max. Ausgangsspannung ohne Oszillationen rauszufinden.
Vielleicht werde ich doch einen Hub von 6 V rauskriegen und mit Verschiebung der Nullinie die digitale Signale ohne Teilung am Eingang des Tastkopfes zum Oszi übertragen können. Das verlangt aber entsprechende Erhöhung der Versorgungsspannungen, damit alle Stufen den Hub von 6 V übertragen können.
MfG
Besserwessi
07.12.2008, 12:00
Wenn man das Kabel direkt am Tastkopf hat, muss man ja kein 50 Ohm Kabel nehmen, man kriegt ja auchLeitungen für 75 Ohm oder gar 93 Ohm. Das könnte den Strombedarf und die Verlustleistung der Ausgangsstufe reduzieren.
Der Tk von 3 mV/K für die 1N4148 kommt mir zu hoch vor, das würde nur für sehr niedrigen Strom passen. Ein positiver Tk wohl ohnehin nicht. Eigentlich sind das fast immer rund -2 mV/K, wenn man rund 600 mV bei Raumtemperatur hat.
Hallo Besserwessi!
Ich habe das Koaxkabel RG174 mit 50 Ohm gewählt, weil das dünnste beim Reichelt in 5m Ringen erhältliches ist (Durchmesser 2,8 mm) und bei dem bleibe ich.
Ich habe die Werte von TK gemessen und nicht interpretiert, weil das so ist und lässt sich nicht ändern. Woher hast du die 600 mV? Für mich bei -2 mV/k braucht man dafür Unterschied von 300°C oder verstehe ich das nicht richtig?
Ich habe für jede Diode mit dem Rs die Spannung auf dem S auf 0 eingestellt, die Ausgangsspannung auf 0 gestellt, die Schaltung um 20°C über die Raumtemperatur erwärmt und die Ausgangspannung Uo gemessen. Den TK habe ich jeweils durch Teilung der zwei Werte ausgerechnet TK=Uo/20. Ist das falsch?
Die ausgerechnete Werte gelten, wegen unlinearität der Temperaturdrift der Schaltung, nur für bestimmten Temperaturbereich. Beispielweise der TK der Schaltung mit GAY60 für Temperaturänderung von 20°C bis 45°C ist -2 mV/K.
MfG
Hallo!
Ich habe mir das ganze mit dem aktivem DC Tastkopf noch mal über Kopf gehen lassen und die scheinbar optimale Variante angennomen, die schnell den Aufbau beenden ermöglichen sollte.
Weil die temperaturkompensierte FET Eigangstufe einen Übertragungsfaktor Ku=0,8 hat und die Ausgangstufe eine Verstärkung Ku=2,5 hat, ergibt sich eine gesamte Verstärkung des Tastkopfes Ku=2.
Wenn ich also am Eingang einen 20:1 Teiler anwende, wird der gesamter Übertragungsfaktor 10:1 sein. Der Spannungshub am Ausgang +/-1 V ist ohne Probleme realisierbar und dank der Verstärkung der Ausgangstufe brauchen die Stufen von Eingang an nur den Hub von +/-0,4 V übertragen.
Da die FET Eingangstufe sich mit positivem TK realisieren lässt, kann ich wahrscheinlich auf die den Hub mindernde Kompensierung der Ausgangstufe verzichten und die Versorgungsspannungen sinken.
Ich werde jetzt den Tastkopf zu Ende bauen und danach den aktuellen Schaltplan posten. Es wird leider noch ein bißchen dauern. :(
MfG
Besserwessi
07.12.2008, 21:23
Normalerweise wird der TK direkt am Bauteil gemessen. Also nur die Spannung an der Diode, und nicht erst am Ausgang des Verstärkers. das kann natürlich einiges erklären. Die Ge diode ist dann aber komisch.
Die 600 mV waren für die normale Flußspannung gedacht. Bei Si Dioden folgt die Tempearturabhängigkeit der Flußspannung ziehmlich typen-unabhängig einem einfachen Muster. Als Funktion der Temperatur gibt sich eine Gerade die zu 0 K extra poliert bei ziehmlich genau 1,25 V (den Genauen Wert weiss ich gerade nicht) ergibt. Bei einer Typischen Flußspannung von 650 mV kriegt man so gerade die Typischen -2 mV/K. Bei weniger Strom und damit weniger Spannung einen etwas höheren TK.
Das war nur ein Mißverständniss, weil ich die ganze skizzierte Schaltung und nicht nur die Diode gemessen habe. Dann passt alles. :)
Ich kann mir das mit der Ge Diode nur so erklären, dass die Flußspannung der Ge Diode (0,67 eV) materialbedingt schneller wie der GS Strecke des FETs (1,11 eV) sinkt, und die Differenz der Spannungen, die am Ausgang (S) gemessen wurde, negativ ist.
Ich habe noch für ein paar Kombinationen von verschiedenen Dioden in der o.g. Schaltung getestet und folgende komische TKs in mV/K gemessen:
3 x GAY60 .................-> -2,5
GAY60 + BAT42 .........-> -2,5
2 x GAY60 .................-> -3,0
2 x GAY60 + 1N4148 -> -3,0
Ich habe aber den Strom nicht gemessen, dessen Änderung sicher die komische Werte verursacht.
MfG
Hallo!
Ich habe noch mal kurz die FET Eingangstufe analisiert. Wenn der FET mit einem Übertragungsfaktor 0,8 und Ugs=0 arbeiten würde, wird nur kein Gatestrom fliessen und der FEF sehr hochohmig wird, wenn die GS Strecke nicht leitend wird.
Angenommen, dass die GS Strecke erst ab ca. +0,6 V leitend ist, ergibt sich die max. Eingangspannung Uin von ca. 0,2 Uin <+0,6V also Uin <+3V. Beim 2:1 Eingangsteiler wird max. Uin<+6 V und bei 20:1 max. Uin <+60 V.
MfG
Es ist wirklich ein FET, seine GS Diode wird im Normalbetrieb nie leitend.
Das Feld das über das Gate eingebracht wird läßt den Kanal leitend werden, so ab einer Sperrspannung von -2V oder -3V (genauer im Datenblatt, nur die Spannung streut auch ziemlich). Den maximalen Drainstrom erhält man bei Ugs = 0 für den Arbeitspunkt sind Parameter angegeben.
Weitere Parameter für 25% des Drainstroms von Ugs =0 dann also bei einer Sperrspannung an der GS Diode.
Hallo Manf!
Ich habe bloß versucht den Bereich den Eingangspannungen für "Normalbetrieb" zu finden in dem, die GS Strecke des FETs gesperrt bleibt.
Wenn auf der Gate die Spannung höher um die Flußspannung der GS Strecke als auf dem Source wird, ist die GS Strecke leitend und der Eingangswiderstand wird sehr niedrig. Beim Übertragungsfaktor 0,8 solange die GS Strecke nicht leitet, wird immer nur die 80% der Gatespannung auf dem Source.
Deswegen z.B. für die Spannung +4V auf der Gate wird auf dem Source 0,8*4=3,2V. Dann ist die Differenz zwischen Gate und Source theoretisch 0,8V und die Strecke GS leitet. Praktisch wird die Differenz der Spannungen gleich der Flussspannung der GS Strecke, aber es wird schon Gatestrom fliessen.
MfG
Hallo!
So wie im Code wird mein DC Tastkopf 1:1 als Testschaltung gebaut.
Nach dem Aufbau habe ich den Eingangsteiler mit C1 kompensiert und das Nullpegel mit dem Trimmpoti P so eingestellt, dass bei 0 V am Eingang auf dem Ausgang -3 V ist. Das ermöglichst das Messen von unipolaren digitalen Signalen mit Amplitude von 0 V bis +6 V. Für grössere unipolare Amplituden muss man lediglich nur den Eingangteiler ändern.
Der Kondensator C4, der den Pegelschieber mit T4 eventuell für HF frequenzkompensieren sollte, wurde bisher nicht eingelötet. Als nächstes wollte ich die frequenzkompensierung durchführen. Ich habe leider feststellen müssen, dass ich eben keinen Referenztastkopf habe um ein Signal aus einem 80 MHz Quarzgenerator zu vergleichen. Beim Vergleich jeder Tastkopf hat etwas anderes gezeigt und die Amplitude hat bei dem HZ40, dem ich am meisten vertraue, gestimmt. Deswegen wurde kein C4 gebraucht. Ein Signal aus einem Quarzgenerator 14,318180 MHz auf meinem Oszi (Bandbreite 150 MHz mit -3 dB) sieht noch schön rechteckig aus.
Danach habe ich den Tastkopf noch ohne Gehäuse auf die schelle mit 1 MHz Quarzgenerator getestet. Vergleich mit dem passivem Tastkopf 10:1 HZ40 mit 12 pF von Hameg hat gezeigt, dass bei dem aktivem Tastkopf die Flanken gegen dem passivem Tastkopf nur um 10 ns verzögert sind, sonst sind die Rechtecke, außer 10-fach größerer Amplitude bei dem aktivem Tastkopf, praktisch identisch. Der TK der gesamter Schaltung gemessen auf dem Augang bei 0 V am Eingang ist 5 mV/K. Die Eingangskapazität muss kleiner als C1 = 1,8 pF sein.
Für interesierten kann ich gewünschte Fotos posten.
MfG
C5||µ1
C1 1p8 +-||--+---+--------+------+---+-----+---o +5V
| || | | | 10mAX X30mA |
|| === 5mAX \| "0" .-.P | | ---C6
+--||---+ GND | T2 |--+->| |10k .-. | ---µ1
| || | |-+ <| | *| | | | | |
| ___ | | T1 | --- '-' R6 | | | ===
<-+-|___|-+---+->|-+ | ---C2| 330'-' | GND
R1 51k| | | | || | µ1| | |
| .-. | +-||-+---+ | |
--- | |R2 | | ||C3 µ1| | |
Cm --- | |51k| .-. === | |/
| '-' | |*|R4 GND +-| T5
| | | | |300 | |>
=== === | '-' | |
GND GND | | ||C4 ? | |
| +-||-+ | |
| | || | |/ |
| |< === +-| T4 | RG174 Oszi
Cm = Montagekapazität 0V+-| T3 GND | |> | _____ -
| |\ | | 0V+---(_____(-+-(o)
D = BAT42 | | | | | | | -
R3.-. X5mA | | |/ === .-. |
T1 = BF245A 1k|*| | | +-| T6 GND R9| |===
| | +-----------+ | |> 51| |GND
T2 = BC547 GND '-' | | | GND '-'
=== | .-. .-. .-. === |
T3 = BF324 | | | |R5 R7 | | | |R8 | ===
C7--- V | |300 120| | | |20 --- GND
T4...T6 = BFR91A µ1--- D - '-' '-' '-' ---C8
| | | | | | µ1
+----+---+---------------+---+-----+---o -5V
Hallo!
Nach dem Kurztesten des DC Tastkopfes habe ich mir noch abschliessende gedanken gemacht.
Das mit dem Nullpegelverschiebung ermöglichst zwar das Messen von unipolaren signalen mit Amplitude 0 V bis +6 V, aber wegen bei 0 V am Eingang am Ausgang permanent existierender Gleichspannung von -3 V, macht Probleme beim Umschalten der Eingangsspannungsbereiche am Oszi beim DC.
Deswegen habe ich mich entschieden für Eingangsteiler 4:1 und somit untypischen für Tastköpfe gesamten Teilungsfaktor 2:1 und keine Verschiebung des Nullpegels. Das wird noch zusätzlich die Eingangskapazität mindern.
Ausserdem habe ich doch ein Kopplungskondensator und Umschalter für AC eingebaut um den "eintekcbaren" Kondensator, wenn er nötig wird, nicht immer zuerst lange suchen zu müssen. Die niedrigste Frequenz ist um 25 Hz, was sogar Messungen von Netzbrumm ermöglichen sollte.
Die Transistoren T5 und T6 in der Ausgangstufe, die in der AB Klasse arbeiten, leiten für größere Signale um +/- 4V abwechselnd und somit wird der mittlere Strom von 50 mA für BFR91A nicht uberschritten. Die im Schaltplan enthaltene Werte für Kollektorströme sind nicht kritisch und wurden nur als Richtwerte angegeben.
Das ganze kann natürlich noch kleiner und günstiger für HF nur mit SMD Bauteilen gebaut werden. Ich habe es gemischt gebaut, weil ich die schon vorhandene Halbleiter verwenden wollte.
Der aktuelle und geprüfte Schaltplan des aktiven DC Tastkopfes ist im Code. Weil der neue Tastkopf eine HF Spannung mit Teilung 2:1 bis zum 6 Vpp zum Oszi übertragen kann, wird der vorherige HF Tastkopf von mir recycled. O:)
Ich möchte mich am Ende beim Besserwessi für seine sehr für mich hilfsreiche Beiträge herzlich bedanken! :)
Die Inbetriebnahme des Tastkopfes ist sehr einfach:
1. Ermitteln und einlöten des Widerstandes R3 mit dem die Spannung auf dem Source des FET möglichst nah von 0 V ist.
2. Einstellen auf dem Ausgang mit dem Trimmpoti (P) 0V beim 0 V am Eingang.
3. Kompensation des Eingangsteilers mit C1 genauso wie bei jedem Tastkopf.
Viel Spass beim Aufbau und Benutzung! :)
MfG
C5||µ1
C2 p4 +-||--+---+--------+------+---+-----+---o +5V
AC/DC | || | | | 10mAX X30mA |
/ *|| === 5mAX \| "0" .-.P | | ---C66
+-o/ o-+--||---+ GND | T2 |--+->| |10k .-. | ---µ1
| | || | |-+ <| | *| | | | | |
| || | ___ | | T1 | --- '-' R6 | | | ===
<-+--||--+-|___|-+---+->|-+ | ---C3| 330'-' | GND
|| R1 91k| | | | || | µ1| | |
| .-. | +-||-+---+ | |
C1 µ33 --- | |R2 | | ||C4 µ1| | |/
Cm --- | |30k| .-. === +-| T5
| '-' | | |R4 GND | |>
| | | | |300 | |
=== === | '-' | |
GND GND | | |/ |
| |< +-| T4 | RG174 Oszi
Cm = Montagekapazität 0V+-| T3 GND | |> | _____ -
| |\ | | 0V+---(_____(-+-(o)
D = BAT42 | | | | | | | -
R3.-. X5mA | | |/ === .-. |
T1 = BF245A 1k|*| | | +-| T6 GND R9| |===
| | +-----------+ | |> 51| |GND
T2 = BC547 GND '-' | | | GND '-'
=== | .-. .-. .-. === |
T3 = BF324 | | | |R5 R7 | | | |R8 | ===
C7--- V | |300 120| | | |20 --- GND
T4...T6 = BFR91A µ1--- D - '-' '-' '-' ---C8
| | | | | | µ1
+----+---+---------------+---+-----+---o -5V
kolisson
10.12.2008, 02:12
hallo PICture und Besserwessi !
ich fand euch beiden echt prima.
es hat richtig spass gemacht, euch zu belauschen!
dazwischenfunken konnte ich garnicht, da eure vorgehensweise
sehr sehr professionell klang. da kann man da mit bauerschläue egentlich nix zu sagen.
irgendwie seid ihr halt prima gewesen.
danke!
gruss klaus
Hallo kolisson!
Na ja, ich wollte mir bloß einen aktiven Tastkopf bauen um HF beobachten zu können ohne Vermögen auszugeben. Der Besserwessi wollte es auch, und so hat es angefangen.
Ich habe noch ein paar interesante Themen, aber befürchte, dass wie üblich nur sehr wenige sich an der Diskussion beteiligen werden. Das von dir erwähnte Problem ist, dass ich leider, obwohl ich mich bemühe, nicht anders "sprechen" kann.
Danke dir für so gute Bewertung, aber während der Diskussion, habe ich manchmal gar nicht daran gedacht, dass es ausser Besserwesssi noch jemand liest, weil ausser ihm und dem Manf sich keiner beteiligt hat.
MfG
kolisson
10.12.2008, 03:38
mach dir deswegen keine sorgen mein freund...
oft stört es ja, wenn leute dazwischenquatschen. und ihr war auf so einem hohen level (zumindes schien das so) , als solte man da einfach mal seine eigenen blöden bemerkungen für sich behalten...
... sozusagen... die künstler nicht stören.
ich werde mich nicht scheuen, wenn das, was ihr da konstruirt habt, auch gut funktioniert, es auch nachzubauen.
ich selbst hab vor einigen monaten alle aktivitäten bezüglich enmtwicklung (also hobbymässig) eingestellt, da mir klar wurde, dass mein ganzes equippment den ansprüchen, die ich heute habe, nicht mehr gerecht wird..
mein labor liegt also seit monaten brach und hat bisher ein labornetzteil hervorgebracht, was ganz gut ist.
als nächstes werde ich den neuen frequenzzähler bauen... dann den neuen dds-generator
und dann ... dann kann ich endlich wieder vernünftig arbeiten.
da freue mich schon drauf
ich hoffe du verstehst mich.
gruss klaus
Hallo ihr beiden,
ich denke, dass eine Ansichtszahl von 3800 momentan doch Bände spricht. Ich selber habe auch von Anfang an mitgelesen. Ich fand es ziemlich interessant und ebenfalls eine professionelle Herangehensweise! Da es mein Wissen aber nicht erlaubte, blieb ich eben ein stiller Mitleser wie vermutlich noch viele mehr.
Ich würde mich über ein abschließendes Bild des Aufbaus des HF-Aktivkopfes sehr freuen.
Viele Grüße und weiter so,
hacker
Hallo!
Der Tastkopf ist noch nicht ganz fertig, weil er bisher nur kurz getestet wurde. Es können sich noch Kleinigkeiten ändern, wenn ich ihn schon benutzen werde. Momentan befindet er sich noch in einer "Schleifphase". O:)
@ kollison
Du darfst mich ein Freund nennen, weil ich festgestellt habe, dass wir von der Natur aus sehr ännlich sind. Mein nächstes Thema hier im Forum wird... "Frequenzzähler selber bauen". Mein Problem ist, und war schon immer, nicht wie es am einfachsten gemacht wird, sondern was wirklich gebraucht wird. Das interessanteste für mich ist immer, was am Ende entsteht.
@ hacker
Auf das bild, das leider nicht besonders esthetisch wird, musst du noch ein bischen warten, weil ich noch damit beschäftigt bin, den "Schaltplan" ins "Gehäüse" reinzubringen. Wenn ich damit fertig bin, werde ich es posten.
MfG
Hallo!
Ich habe noch zwei Abblockkondensatoren von Versorgungsspannungen entfernt, da am Anfang montiere ich lieber ein paar mehr, die ich dann am Ende, wenn sie nicht nötig sind, entfernen kann. Mit dem R4 kann man den Übertragungsfaktor auf genau 2:1 einstellen.
Wenn ich bei 100 MHz seriel mit dem Tastkopf ein Kondensator 1,8 pF angeschlossen habe, ist die Amplitude um 35 % abgefallen. Die Eigangskapazität ist also gleich ca. 1 pF. Er ist aber nicht so breitbandig wie der HF Tastkopf. Ich habe leider kein Wobler um den Frequenzgang zu ermitteln, aber schätzungweise geht er bis ca. 50 MHz.
Das am Ausgang gemessene Rauschen mit kurzgeschlossenem Eingang ist um 10 mVpp und erhöht sich auf ca. 20 mVpp, wenn der Eingang offen ist. Davon ist aber um 10mV wahrscheinlich aus benachbartem tschechischem UKW Sender durch die Spitze empfangene Frequenz ca. 60 MHz. Das heißt, das der Eingangsteiler kein bedeutendes Rauschen generiert und der Eingangswiderstand kann bei Bedarf noch erhöht werden.
Im Code ist hoffentlich der letzte Schaltplan, der genau dem entspricht, was in meinem Tastkopf drin ist. Ich wollte noch die Temperaturstabilität vielleicht verbessern, aber nachdem ich vor jeder genauer Messung die Lage der Nulllinie auf meinem Oszi vom Philips korriegieren musste, habe ich es nicht gemacht.
Die Nutzung könnte noch kleine Änderungen bringen, aber auf der Platine ist noch viel Platz übrig geblieben und ich habe noch nicht alle unbenutzte Lötinseln von der Lochrasterplatine entfernt.
Auf Wunsch vom Hacker habe ich ein paar Fotos gemacht, die sind leider nicht sehr gut.
Wenn jemand den Tastkopf nachbauen möchte, werde ich selbstverständlich sehr gerne helfen! :)
MfG
C2 p4 +---+--------+------+---+-----+---o +5V
AC/DC | | | 10mAX X30mA |
/ *|| 5mAX \| "0" .-.P | | ---C6
+-o/ o-+--||---+ | T2 |--+->| |10k .-. | ---µ1
| | || | |-+ <| | *| | | | | |
| || | ___ | | T1 | --- '-' R6 | | | ===
<-+--||--+-|___|-+---+->|-+ | ---C3| 330'-' | GND
|| R1 91k| | | | || | µ1| | |
| .-. | +-||-+---+ | |
C1 µ33 --- | |R2 | | ||C4 µ1| | |/
Cm --- | |30k| .-. === +-| T5
| '-' | | |R4 GND | |>
| | | | |330 | |
=== === | '-' | |
GND GND | | |/ |
| |< +-| T4 | RG174 Oszi
Cm = Montagekapazität 0V+-| T3 | |> | _____ -
| |\ | | 0V+---(_____(-+-(o)
D = BAT42 | | | | | | | -
R3.-. X5mA | | |/ === .-. |
T1 = BF245A 1k|*| | | +-| T6 GND R9| |===
| | +-----------+ | |> 51| |GND
T2 = BC547 '-' | | | GND '-'
| .-. .-. .-. === |
T3 = BF324 | | |R5 R7 | | | |R8 | ===
V | |300 120| | | |20 --- GND
T4...T6 = BFR91A D - '-' '-' '-' ---C7
| | | | | µ1
+---+---------------+---+-----+---o -5V
Besserwessi
11.12.2008, 20:28
10 mV Rauchen sind ziehmlich viel. Ist denn das wiklich Rauschen, oder nur die fehlende Abschirmung ? 10 mV Rauschen wären mir eigentlich etwas viel. Das könnte man auch mit einem 1:10 Tastkopf kriegen. Idelaerweise sollte man eigentlich etwa so gut werde wie der Eingang des Oszilloskops. Schließlich entspricht die Schaltung ja in etwa einem Eingangsverstärker wie man ihn in einen Oszilloskop finden könnte.
Ich habe jetzt nicht extra nachgerechnet oder simuliert, aber so wie der Schaltplan aussieht das Rauschen sollte hauptsächlich vom Widerstand R2 stammen. Das sollten dann für den Eingang des Verstärkers ca. 17 nV/Sqrt(Hz) sein. Oder vor dem Teiler ca. 68 nV/Sqrt(Hz). Für 60 MHz Bandbreite wären das aber nur ca. 0,5 mV efektiv, was optisch leicht wie etwa 1 mV aussehn kann.
Der Verstärker des Oszilloskops selber sollte auch noch mal etwa 1-2 mV beitragen.
Müßte man vielleicht doch noch mal simulieren, vielleicht gibt der Fet oder der PNP doch unerwartet viel Rauschen.
Hallo Besserwessi!
Ich habe über das Berechnen von Rauschen fast keine Ahnung, weil ich mich nie damit beschäftigt habe. Die Einheit nV/Sqrt(Hz) sagt mir wirklich nichts was bedeutend in der Praxis wäre.
In Wirklichkeit das was ich auf dem Oszi bei 5 mV/DIV gesehen habe, war eine Mischung von Netzbrumm vom Netzteil und das Rauschen der gesamter Schaltung von der Tastkopfspitze bis zum Bildröhre des Oszis. Ich brauche in der Praxis nicht irgendwas Rechnen oder Simulieren, da ich schon etwas fertiges habe und möchte eventuell damit arbeiten.
Der Tastkopf wird hauptsächlich für digitale Signale benutzt und bei einer Oszi Einstellung 0,5 V/DIV sieht man das Rauschen gar nicht. Ich wollte das bloß sehen und deswegen habe ich den Oszi auf 5 mV/DIV eingestellt! :)
Den HF Tastkopf werde ich doch behalten, falls ich etwas mit HF machen werde, weil er breitbändiger ist und wegen wenigen aktiven Bauteilen produziert auch weniger Rauschen.
So wie ich schon früher gesagt habe, ich brauche den aktiven DC Tastkopf eigentlich nicht, weil den passiven Tastkopf 100:1 mit 2 pF kann ich bei 5 Vpp Signalen locker benutzen und er erzeugt kein Rauschen. Ich habe es nur als sehr für mich interessante Aufgabe gefunden und das hat mich doch zum Bauen motiviert... O:)
MfG
Besserwessi
11.12.2008, 22:03
Auch ein passiver Tastkopf "erzeugt" Rauschen. Besonders die 10:1 Tastköpfe sind da relativ schlecht. Das Rasuchen kommt da von den Widerständen, wobei der eine (1M) der im wesentlichen für das Rauschen Verantwortlich ist, eigentlich auch nicht im Tastkopf sitzt, sondern im Oszilloskop. Von der Schaltung gehört der aber mehr zum Tastkopf.
Ich vermute auch das man da weniger echtes Rauschen sieht, als irgendwelche HF Signal von Radiosendern oder Handies.
Ich beschäftige mich jetzt mit dem Untersuchen des fertigen Tastkopfes und habe festgestellt, dass ein 3 Vpp unsymmetrisches Testsignal aus dem Oszikalibrator auf meinem Tastkopf in DC Stellung im Vergleich zu 10:1 passivem Tastkopf um ca. 0,5 V nach oben verschoben ist und bin gerade beim Nachdenken warum, da bei 0 V am Eingang ist 0V am Ausgang eingestellt ist und ein Dreieck von Funktionsgenerator linear übertragen wird.
Ich denke, dass für die Verschiebung eine ca. 2,5-fache Verstärkung des Tastkopfes verantwortlich ist. Wahrschenlich deswegen haben die Tektronix aktive Tastköpfe ein Übertragungsfaktor 10:1 und keine innere Verstärkung. An das Problem habe ich bisher nicht gedacht.
Ich habe ein Foto angehängt. Oben ist der aktive Tastkopf 2:1 mit 0,5 V/DIV mit Nullinie in der Mitte und unten der passive Tastkopf 10:1 mit 0,1 V/DIV und Nullinie auf der erster Linie von unten.
Im code habe ich eine Ausgangstufe die ich ausprobieren möchte skizziert. Das ist eine Modifikation der bisheriger, bloß ohne Verstärkung. Wenn ich jetzt die Verstärkung des Tastkopfes um ca. 2,5 verklenere, dann wird der Tastkopf einen Übertragungsfaktor 5:1 haben. Man könnte aber den Eingangsteiler auf ca. 8:1 vergrösern und ein gesamten Übetragungsfaktor 10:1 (wie Tektronix) haben. In dem Fall wird sich den zu übertragenden Spannungshub auf ca. 0,5V verkleinern, was die Versorgungsspannungen und damit verbundene Wärmeentwicklung senken wird.
MfG
+------------------------+-------o +VCC
| _____ Rc1 |
| | | ___ |/
GND +-|LM317|----+-|___|-+-| T2
=== |_____| | | |>
| ___ | ___ | | | RL
+-|___|-+-|___|-+ | | ___
| 0V+-|___|-+
|/ | |
---| T1 | ===
|> | GND
Rc1 = Re1 | |/
+-| T3
Re2 = RL | |>
| |
.-. .-.
Re1 | | | | Re2
| | | |
'-' '-'
| |
+---+-------o -VCC
kolisson
12.12.2008, 00:00
nun.. ihr lieben...
irgendwie muss ich gerade an meine vergangenheit denken.
je feiner man messen will, desto sauberer muss dass umfeld sein!
da, wo ich bin, gibt es kein netzbrummen oder sowas. es gibt noch nicht einmal stromleitungen.
aber der besserwessi weiss, dass ich mal nach sauberem strom gefragt habe.
über hündchen und stöckchen sind wir dann gehoppelt.
im finale habe ich ein netzteil mit "silent-mode" gebaut.
warum ?
ja nun... die anforderungen an sich slbst und die messtechnik
steigt offenbar im laufe der zeit.
wie oft bin ich schon geistern in meinen schaltunen hinterhergelaufen,
um dann festzustellen, dass es irgendwas war, was ich gemessen hatte, aber nicht meine schaltung..
wir alle wissen, dass im zweifelsfalle eine 9volt-batterie ganz gut zur versorgung einer schaltung reicht. bei symmetrisch dann eben 2 neuner.
deshalb habe ich netzteil gebaut, welches akkus enthält.
wenn ich bei einer messung mal unsicher bin,
drücke ich den taster "silent-mode" und es wird vollkommen entkoppelt
weiter arbeiten.
ändert sich bei der messung in meiner schaltung nix... liegts wohl
an der schaltung.
ändert sich was... kommts von aussen
ist das nicht mal ne idee... evt. auch für euch ?
gruss klaus
Hallo kolisson!
Danke für tollen Tip! :)
Deine Idee ist wirklich sehr gut. An sowas habe ich selber bisher nicht gedacht. Aber dein Tip behalte ich im Gedächtnis und bei Bedarf verwende. Es ermöglichst sich wirklich von Netzbrumm, zumindest bei Spannungsversorgung zu befreien.
MfG
kolisson
12.12.2008, 00:41
hallo PICture
mich freuts, dass du zumindest drüber nachdenkst.
ich hab akkus vom grossen C . 4 stück á 6volt und 4 AH in blei-gel
das sind die günstigsten.
ein linearnetzteil mit plus und minus 13.irgendwas volt speist die akkus und ist basis für das netzteil.
im prinzip sind es doch grosse kondensatoren ... oder ?
wenn man dann netz abklemmt... hat man doch , was amn will
gruss
Wachrscheinlich baue ich mir so ein Netzteil, aber ich bin in besserer Lage als du (weil ich Netzanschluß habe) und mir reichen dann kleine Akkus z.B. Mignon Ni-Mh mit ca. 2Ah, die werden von dem Netzteil aufgeladen und nur ab und zu bei sehr genauen Messungen wird aus dennen Strom entnommen.
Übrigens, ich habe in den letzten zig Jahren nur ein paar mal ein Frequenzzähler gebraucht. Deswegen habe ich beschlossen, dass ich sicher keinen nächsten bauen werde. Du kannst aber dafür ein Tread eröffnen. Ich werde mich sicher daran beteiligen. :)
Ich habe inzwischen die modifizierte Ausgangstufe zusammengebaut und getestet. Tatsächlich bei einer gesamter innerer Verstärkung Ku=1 des aktiven Tastkopfes gibt es keine Verschiebung von Gleichspannungen mehr. Jetzt muss ich das festbauen und "schleifen". Hoffentlich war das letztes Problem mit dem aktivem Tastkopf. Ich habe zum Vergleich wieder ein Foto mit gleichen Einstellungen gemacht und im Code aktuelle Version des Tastkopfes 10:1 skizziert. Genaue Beschreibung der Inbetriebnahme folgt, wenn ich damit fertig bin.
MfG
C2 +---+-------+---+------------------+------+-o +5V
AC/DC | | | | _____ | |
/ *|| 5mAX \| "0".-. ||LM | +1,8V | C6 ---
+o/ o+--||---+ | T2 |--+>| | +|317LZ|----+-+ | µ1 ---
| | || | |-+ <| | | |P |_____| | | | |
| || | ___ | | T1 | C3---'-'10k | |.-. X10mA ===
<-+-||-+-|___|-+--+-|-+ | µ1--- | | || |R8 | GND
|| R1 100k| | | | || | | ___ | ___ || |120|
| .-. | +-||-+--+-|___|-+-|___|-+'-' |
C1 µ33 ---|*| | | ||C4 | R6 100 R7 240| | |/
Cm ---| | | .-. µ1 | || | +--| T5
| '-'R2| | |R4 +------||-------+ | |>
| |15k| | |300 | C5||µ1 X10mA|
+--+ | '-' === | | RG174 Oszi
| | | GND |/ 0V| __
=== | |< +------------| T4 +-(__(-+-(o)
GND 0V+-| T3 | |> | | -
| |\ | | | .-. |
T1 = BF245A | | | | | R11| |===
.-. X5mA | | |/ 51| |GND
T2 = BC547 R3|*| | | +--| T6 '-'
1k| | +----------+ | |> |
T3 = BF324 '-' | | | +---+
| .-. .-. .-. | |
T4...T6 = BFR91A | | |R5 R9 | | |*|R10 | ===
V | |300 120| | | |51 --- GND
D = BAT 42 D - '-' '-' '-' C7---
| | | | µ1 |
Cm = Montagekapazität +---+-------------------------+----+------+-o -5V
Hallo!
Es tut mir sehr leid, dass es so lange dauert, aber als ehemaliger Entwickler kann ich mich bei einer Fereinfachung bisheriger Schaltung nich hindern, bevor ich feststelle, dass es einfacher nicht geht. Deswegen hoffe ich, dass es schon die letzte Version des Tastkopfes ist. Ich bin immer noch beim "Schleifen", aber diesmal verspreche ich, dass ich mich erst wieder melde, wenn ich wirklich keine Änderung mehr machen kann. :)
In dem unterem Code habe ich ein Umschalter skizziert, dass ich mir extra zur schnellen Inbetriebnahme des Tastkopfes gefertigt habe. Als Spannungsquelle kann man am besten eine Batterie bzw. ein Akku nehmen, weil galvanisch getrenntes Netzteil sehr selten ist. Dieser Umschalter kann später je nach Stromfestigkeit der Kontakte auch für andere Zwecke benutzt werden (z.B umpolen und bremsen von Gleichstrommotoren).
MfG
C2 p4 +-----+----------+------+------+---o +5V
AC/DC | | | | |
\ *|| 3mA X P .-. ~+2,3V|/ | C5 ---
+-o \o-+--||---+ | 10k| |<-+----| T3 | µ1 ---
| | || | |-+ "0"| | | |> | |
| || | ___ | | T1 '-' ---C3 | | ===
<-+--||--+-|___|-+---+->|-+ | ---µ1 | | GND
|| R1 91k | | | | | || | |
| .-. | +---+--||--+ |
C1 µ33 --- |*|R2 | | || | |
Cm --- | |13k| === C4 µ1.-. |
| '-' | GND | |R4 |
| | | | |300 X 2mA
+---+ | '-' |
| | | |/
=== | +----| T5
GND | | |> RG174 Oszi
| |< | _____ -
Cm = Montagekapazität 0V+--------------| T4 0V+---(_____(+-(o)
| |\ | | | -
T1, T2 = BF245A | | |/ === .-. |
.-. +----| T6 GND R7| |===
T3 = BC547 R3|*| | |> 51| |GND
1k| | 3mA X | '-'
T4 = BF324 '-' | | GND |
| | .-. .-. === ===
T5, T6 = BFR91A | |-+ | |R5 |*|R6 | GND
| | T2 | |300 | |51 ---
+->|-+ '-' '-' C6---
| | | µ1 |
+-----------+------+------+---o -5V
+-------------+
| |
| 10-gang.-.
| P1| |<---> Spitze
| "U" 1k| |
+--o o--+ '-'
|| | | | |
SW1|+-o o-------+-----> GND
| |
| o---o |
| "0" |
| |
| |
| |
| "+" |
+ +-----+---o o----+
| || | | | |
- SW2|+--o o--+ |
Spannungsquelle U --- | |
| |+--o o-----+
| || "-" ||
- +------+ ||
|| ||
|+-----------+|
+-------------+
Hallo!
Ich habe den aktiven DC Tastkopf schon beendet und bin mit der letzter Version fast zufrieden (aktueller Schaltplan ist im Code vom vorherigem Beitrag). Man könnte noch viel verbessern, aber dann ist der Tastkopf nie fertig. :)
Zum Vergleich habe ich ein Ausgangssignal von einem Quarzgenerator 8 MHz fotografiert. Oben ist mein aktiver Tastkopf 5:1 mit 0,5 V/DIV und unten pasiver Tastkopf HZ40 10:1 mit 0,2 V/DIV. Die Zeitbasis ist 20 ns/DIV.
MfG
Hallo!
Ich habe noch kleine Änderung in der Schaltung des Tastkopfes gemacht, um Ausgangspannungshub zu verdoppeln. Der neue Tastkopf (Schaltplan und Montageskizze sind im Code) kann schon +/-2 V übertragen, was den Eingangspannungen +/- 10V beim Eigangsteiler 4:1 (Übertragungsfaktor 5:1) und +/-20 V beim 8:1 (10:1) enspricht. Diese kleine Änderung hat kein Einfluß auf Inbetriebsnahme und Parameter des Tastkopfes.
Für alle, die sich den Tastkopf auf Lochrasterplatine aufbauen möchten, habe ich in unterem Code eine Skizze der Seite mit SMD Bauteilen (1206) gemacht, weil ich auf einem Foto die Plazierung der Bauteile nicht gut zeigen kann. Auf meiner Platine sind Kollektor und Basis vom T3 vertauscht, weil ich anderen Transistor montiert habe. Die Transistoren befinden sich auf der Gegenseite und sind mit gebogenen Anschlußpins montiert, so dass sie auf der Platine flach liegen. Alle unbenutzte Lötpunkte habe ich per Hand mit einem 3,5 mm Bohrer entfernt. Die Skizze kann auch für Planung einer geätzter Leiterplatte dienen.
Das 3-adrige Kabel mit Versorgungspannungen wird an die "Schienen" +5 V, -5 V und GND angelötet. Die Spitze, auf die ein Federhaken angesteckt werden kann, wurde aus einem versilbertem ca. 5 cm langem Draht 1 mm und die GND Leitung zu isolierter Krokoklemme mit ca. 10 cm langer isolierter Litze aus dem Mini-Krokoklemmensatz gemacht. Um den Federhaken auf die Drahtspitze anstecken zu können, muss der Durchmesser des Gehäuses auf der Länge etwa 1 cm z.B. mit einer Feile angepasst werden. Um Durchführen der Spitze durch mit 6 mm durchgebortes Gehäuse habe ich 20 mm lange mit 1,5 mm durchgebohrte 6 mm Verlängerungsachse verwendet. Den Einbau des 51 Ohm SMD Abschlußwiderstandes in ein BNC Stecker habe ich im Beitrag vom 18.11.2008, 23:29 erklärt. Alle Bauteile, ausser Gehäuse (Edeka), sind vom Reichelt.
Ich würde empfehlen den Tastkopf, so wie ich es gemacht habe, stufenweise vom Ausgang aufzubauen und das schon fertige gleich prüfen. Weil die Schaltung sehr breitbandig ist (>100 MHz), sollten bei der Inbetriebsnahme sehr kurze vorläufige Verbindungen angewendet werden, weil sonst kann es zu HF Oszillationen kommen. Aus dem Grund wird empfohlen den Tastkopf bei der Inbetriebsnahme zur Kontrolle an Oszilloskop anzuschliessen und kein Multimeter mit langen Messleitungen benutzen. Die Spannungen, die auf den Transistoren nach fehlerfreier Montage seien sollten, sind im Code mit Montageskizze angegeben.
Als erstes wird die Ausgangstufe mit T3, T4, T5 und T6 montiert. Zuerst wird das Basis vom T4 mit GND verbunden und die Spannung am Ausgang gemessen. Nach dem Entfernung des Kurzschlußes, zwischen Basis vom T4 und GND wird ein keramik Kondensator 0,1 µF provisorisch angelötet. Danach wird auf Basis vom T4 eine Gleichspannung um 1 V zugeführt. Auf der Basis muss die Spannung für + und - Polarität kontrolliert werden, weil wegen Basistrom des T4 die Spannung nicht symmetrisch seien kann. Sowohl für positive als auch für negative Spannung soll am Ausgang Spannung mit entsprechender Amplitude sein (mit Berücksichtigung des Unterschieds der Spannungen auf der Basis von T4 und und der, die auf dem Ausgang vorher war). Ich habe 1% Widerstände montiert und der Unterschied war bei mir um 1%. Ich habe es nicht verbessert, da die übliche Genauigkeit des Oszilloskopes ca. 5% ist. Bei Verwendung 1% Widerstände ist eigentlich nur der R3 und Eingangsteiler einzustellen. Wer es genauer haben möchte, kann es mit der Änderung von R9 machen.
Und hier noch ein konkretes Beispiel aus meiner Inbetriebsnahme:
Anfangs am Ausgang gemessene Spannung: +17 mV
Auf der Basis vom T4 gemessene Spannungen: +1,045 V und -1,000 V
Gemessene Ausgangsspannungen: +1,026 V und -0,957 V
Soll Ausgangsspannungen: +1,045 V + 17 mV = + 1,062 V und -1,000 V + 17 mV = -0,983 V
Dazugehörige Unterschiede: 1,062 - 1,026 = 36 mV und 0,983 - 0,957 = 26 mV.
Der Unterschied für positive und negative Ausgangsspannung: 36 mV - 26 mV = 10mV, also um 1%.
Danach wird der Kondensator von Basis T4 entfernt und die Eingangstufe mit FETs montiert. Als R3 wird provisorisch ein Trimmpotenziometer ca. 2,5K eingelötet und auf dem Ausgang möglichst genau 0 V eingestellt. Nach dem Messen wird ein fester Widerstand mit nächstem grösserem Standartwert eingelötet und genaue Einstellung wird mit paralell geschaltetem Widerstand durchgeführt.
Als nächste wird der Eingangsteiler für eine Gleichspannung max. 20V mit dem R2 auf Gesamtteilung eingestellt, also z.B. für Eingangspannung 8,573 V soll am Ausgang 0,857 V sein. Abschliessend wird der Eingangsteiler mit C2 frequenzkompensiert. Für beides kann man auch den internen Kalibrator vom Oszilloskop mit min. 1 MHz bzw. ein Quarzoscillator verwenden. Beim Quarzoscillator zum Vergleich kann als Referenz ein passiver Tastkopf 10:1 benutzt werden. Genauere Beschreibung des Vorgehens bei Frequenzkompensierung des Eingangsteilers findet man in meinem Beitrag vom 18.11.2008, 00:40. Oft ist der C1 nicht nötig, wenn die eigene Kapazität des R1 genug groß ist. Ich habe als Beispiel ein Foto von meinem Frequenzkompensiertem Tastkopf im Vergleich mit P150 (150 MHz) gemacht. Oben ist der passive 10:1 P150 und unten meiner mit Federhaken. Die Eistelungen sind für beide 0,2 V/DIV und 0,2 µs/DIV. Mit den Schwingungen nach den Flanken kann ich leben, weil ich als Bastler nicht so viel Zeit wie Tektronix in die Entwicklung investiert habe. :)
Wenn jemand sehr genau alle Parameter einstellen will (besser als die Bauteiltoleranzen), sollte für mit Stern gezeichnete Bauteile auf einer gefertigter Leiterplatte ein Platz fur zwei seriell/paralell geschaltete Bauteile vorgesehen werden. Die SMD Bauteile lassen sich aber auch sehr gut aufeinander montieren.
Beim vorherigem Tastkopf mit Eingangsteiler ca. 4:1 ist der gesamte Übertragungsfaktor 5:1 bei max +/- 5V. Der letzte Tastkopf mit Eigangsteiler ca. 8:1 hat ein Übertragungsfaktor 10:1 und kann unverzehrt bis max. +/-20 V zum Oszilloskop übertragen. Für höhere Eingangsspannungen würde ich empfehlen einen pasiven Hochspannungstastkopf 100:1 mit Eingangskapazität um 2 pF.
Die Eingangsparameter des Tastkopfes bleiben unverändert, weil die Eingangstufe gleich ist. Bei von mir vorher auf einer Lochrasterplatine eingebautem Tastkopf mit Eingangsteiler 4:1 (gesamter Übertragungsfaktor 5:1) habe ich bei 100 MHz Sinus die Amplitude 0,75 (-2,5 dB), der beim DC gemessen. Beim T4 mit höherer Ft und einem gutem HF Layout sollte es besser werden.
Der aktive Tastkopf eignet sich auch sehr gut als Impedanzwandler 100 kOhm / 1 pF auf 50 Ohm für andere Messgeräte z.B. Frequenzzähler um Messungen ohne Belastung des Messobjektes zu führen. In diesem Fall sollte beachtet werden, dass im BNC Stecker sich schon ein 50 Ohm Widerstand befindet, der eine Belastung für die Ausgangstufe darstellt. Wenn das Messgerät an das der Tastkopf angeschlossen ist auch ein 50 Ohm Widerstand am Eingang hat, könnte es zur Überschreitung den zullässigen Kollektorströmen und Beschädigung der Transistoren T5 und T6 führen.
Nach praktischem Ausprobieren und letzten Überlegungen habe ich mich entschieden, dass ich mir zwei 10:1 aktive DC Tastköpfe ohne AC/DC Umschalter baue. Alle andere Tastköpfe, die ich habe, fast nicht mehr benutzt werden, da ich in der Praxis nur mit Spannungen bis +/-20 V arbeite. Ich habe mein Tastkopf mit Federkaken vor und nach dem Aufbau fotografiert. Das Gehäuse habe ich auf zwei Stellen durchgebohrt und mit kleinen Blechschrauben miteinander verbunden, damit falls nötig, leicht zerlegbar ist.
Für beide Tastköpfe baue ich mir noch ein Netzteil mit 7805 + 7905 das die von meinem Oszi bereitgestellte Spannungen +/- 24V auf +/- 5V reduzieren wird. Ich habe mir als Versuch einen Tastkopf mit Schiebeschalter 2:1/10:1 gebaut, aber wegen Kapazitäten zwischen Kotakten des Umschalters war er leider unbrauchbar.
Und hier noch auf einen Blick die alle wichtigste Parameter des Tastkopfes:
Messbereich der Eingangsspannungen 0 bis +/-20 V
Teilung der Eingangsspannungen 10:1
Eingangsimpedanz 100 k / 1 pF
Bandbreite (-3 dB) DC bis min. 100 MHz
Versorgungsspannungen +/-5 V
Betriebstrom (ohne Eingangssignal) ca. 20 mA
Temperaturkoefizient TK = -2 mV/K im Temperaturbereich 20...40 °C
Max. zulässige Eingangsspannung (abhängig vom C1) +/-240 V DC bzw. 170 V AC.
MfG
+-------------------+------+------+---o +5V
| | | |
| ___ |/ | C4 ---
+-|___|-+---+-----| T3 | µ1 ---
| R4 3k | | |> | |
C1 p4 4mAX | R5|6k8 | | ===
*|| | | .-. +---+ | GND
+---||--+ | | | |C3|µ1 | |
| || | |-+ C2--- | | --- .-. |
| ___ | | T1 µ1--- '-' --- | |R6 X10mA
<----+-|___|-+---+->|-+ | | | | |300 |
R1 91k| | | +---+---+ '-' |
| .-. | | | |/
Cm --- |*|R2 | === +----| T5
--- | |13k| GND | |> RG174 Oszi
| '-' | |< | ____ -
| | ~0V+-----------------| T4 0V+---(____(-+-(o)
=== === | |\ | | | -
GND GND .-. | | === .-. |
|*|R3 .-. | GND R10| |===
Cm = Montagekapazität | |1k | |R7 | 51| |GND
'-' | |150 | '-'
T1, T2 = BF245A | '-' | |
| | |/ ===
T3 = BC547 | +----| T6 GND
| | |>
T4 = BF324 | .-. | GND
| | | |R8 .-. ===
T5, T6 = BFR91A | |-+ | |150 |*|R9 |
| | T2 '-' | |24 ---
+->|-+ | '-' C5---
| 5mAX | µ1 |
+--------------+------+------+---o -5V
\ .-------------------------------------------------------------.
X------X--o--o--o--X--o--o--X--o--X--o--o--o--o--o--o--X GND |
/ | | +-|-----|----------\ -5V \ |
| # DX| R5 | X--o--X--X | |
| | T2 | | | | | | | |
| R2 X SX/ X--C2-X R8 /XB R9 C5| |
| | | \ | |/ | |/ |
|X X X # X--XG R4 | X XC-R7-X T6 XE X |
--------------- | | | | | | | |
|X X X-R1-GX #R3# X | C3 /XB T4 XC-+->X-> Oszi |
| C1 | |/-|--|--|---/ | | |
| SX--X--X X X X--R6-XE-------XB | X |
| T1 C| B E | | |
| DX\ |T3 T5 XE C4 |
| \ | | |
| \-----X--o--o--o--o--o--o--XC-o--X +5V |
'-------------------------------------------------------------'
o freigelassene Lötpunkte
X benutzte Lötpunkte
- | Verbindungen mit emaliertem Draht 0,3 mm
Als R2 sind zwei seriell und als R3 zwei paralell
geschaltete Widerstände vorgesehen.
Spannungen auf Transistoren in V
G D S
T1 0 0 +5
T2 -4,1 -5
B E C
T3 +3,4 +2,7 +5
T4 0 +0,7 -3
T5 -4 -4,7 0
T6 +0,7 0 +5
kolisson
22.12.2008, 17:25
hallo picture,
mal ne frage zu der schaltung:
bei T2 hängt ein pin in der luft.
ist das richtig ?
gruss klaus
Hallo kolisson!
Ja, weil der T2 nur als Diode zum Temperaturkompensierung des T1 ist. Ich habe verschiedene Dioden ausprobiert und diese war die beste (für gesamte Schaltung TK = -2 mV/K). Man könnte den T2 auch weg lassen (kurzschliessen), wenn schlechterer TK in Kauf genommen wird.
Als Spitze für mein Tastkopf habe ich TASTSPITZEN (2-er Set zu 1,15€) vom Reichelt angewendet. Diese Spitzen lassen sich problemlos in ein Kontakt von nicht gedrehter IC-Fassung einstecken. Ich habe mir aus einer solcher IC-Fassung durch anlöten kurzen Leitungen mehrere einsteckbare "Spitzen" vorbereitet, die in untersuchte Schaltung angelötet werden. Man könnte auch FEDERHAKEN vom Reichelt (1,60 €) dafür adaptieren, wenn als Spitze fur den Tastkopf ein genug langer gespitzter Draht mit Durchmesser ca. 1 mm genommen wird.
Zuletzt habe ich bei Edeka Leuchtmarkierer "STABILO BOSS" zum gleichen Preis 1,49 € entdeckt, die nicht so kantig sind und besser in der Hand liegen. Dort werden meine zwei Tastköpfe auf Lochrasterplatinen eingebaut.
MfG
kolisson
28.12.2008, 00:27
hallo picture,
danke noch für die letzte antwort.
ich hatte mir zu weihnachten mal erlaubt meinen pc zu reinstallieren und war daher offline. nu ist wieder alles im lot.
zu dem t2 als diode:
kann man das irgendwie oder wo nachlesen ?
T2 ist doch ein BF245 also j-fet.
.. und da ist ne diode drinne ?
das wäre mir ja dann glatt seit 30 Jahren entgangen.
gruss klaus
Hallo kolisson!
Ein J-FET (junction field effect transistor) unterscheidet sich von bipolaren Transistoren nur damit, dass er anstatt mit Basisstrom gesteuerter Kollector-Emitter Strecke, ein Kanal (Source-Drain Strecke) hat, dessen Widerstand mit elektrischem Feld der Gate gesteuert wird.
Er besitzt aber auch zwei pn-Übergänge (G-S und G-D), die wie bei bipolaren Transistoren als Dioden betrachtet werden dürfen. Bei normalem Betriebsspannungsbereich sind die beiden pn-Übergänge in Sperrrichtung polarisiert und es fliesst kein Gatestrom. Allgemein kann man sagen, dass von Ersatzschaltung ein N-JFET einem n-p-n und P-JFET einem p-n-p Transistor entspricht, wobei G~B, S~E und D~K.
Ich habe durch experimentieren festgestellt das keine "normale" Diode gleiche Abhängigkeit der Spannung von der Temperatur hat, wie diese.
Die thermische Kompensation der in Sperrrichtung polariesierten GS pn-Übergangs von T1 durch in Flußrichtung polariesierten GS pn-Übergang von T2 ist nicht perfekt, aber besser als keine.
Ideal lassen sich zwei JFETs nur kompensieren, wenn sie identische Temperatur und Charakteristik Id = f ( Ugs) haben. Ich würde aber nicht ein paar hundert BF245A kaufen um möglichst zwei gleiche zu finden. :)
MfG
kolisson
28.12.2008, 02:14
auf jeden fall interessant.... wusste ich halt nicht.
ich dachte dass diese jfet vom gate her vollkommen isoliert sind..
also durch irgend so eine oxid-isolation oder ähnlich.
nun ja .. da wird man alt wie ne kuh und lernt noch dazu.
gruss klaus
Du bist nicht der Einzige, ich lebe noch, weil ich noch nicht alles, was ich in meinem Leben sollte, gelernt habe. :)
Das mit der Isolation der Gate vom Kanal durch oxidieren trifft bei MOSFETs zu. Bei MOSFETs gibt es wegen dieser Isolation keine "Dioden" mehr.
Änlich wie bei JFETs, gibt es bei MOSFETs auch N und P Typen. Der Buchstabe N bzw. P beschreibt die Dominierung des Kanals.
MfG
Besserwessi
28.12.2008, 13:46
Wenn nur der eine Diodenübergang des FETs benutzt wird, sollte sich auch eine Diode mit ähnlichem TK finden lassen. Im wesenlichen müßte das eine sein die eine ähnliche Flußspannung hat. Schwierig könnte das höchstens werden, wenn die Flußspannung ausgesprochen hoch ist, man also eine sehr kleine Diode suchen muß.
Hallo Besserwessi!
Es geht nicht um den TK sondern um die unlinearität der Charakteristik Id = f ( Ugs ) und bei dem GS Übergang des FETs ist sie änlicher als bei allen "normalen" Dioden. Ich muß nicht mehr suchen, weil ich damit schon zufrieden bin.
MfG
Besserwessi
28.12.2008, 18:30
Eine funktionierende Schaltung würde ich auch nucht mehr ändern. Die normale Kennlinie sollte hier wirklich kaum von interesse sein, denn der andere Fet wird ja ganz anders betrieben. Was ich erwarten würde und von anderen Schaltungen kenne, ist es den FET als Stromquelle zu schalten, also mit Ugs=0. das sollte bei gleichen FETs eine gute Kompensation vom Temperaturefekten geben, und die Eingangsstufe hat eine Verstärkung von praktisch 1 statt etwas weniger.
Diese thermische kompensation habe ich letztendlich angenommen, weil ich die ideale Lösung nicht gestrebt habe. Leider habe ich keine zwei identische FETs gehabt und keinen dopellten FET in üblichen Beschaffungsquellen gefunden habe.
Das die Verstärkung der Eingangsstufe viel höher als 0,8 seien könnte, kann ich kaum glauben, da sie auch noch von der nachvolgender Stufe belastet wird (siehe Code).
Es bildet sich immer ein Spannungsteiler aus seriell geschaltetem Kanal mit bestimmter Belastung. Man könnte zwar die Belastung erhöhen, das verursacht aber immer wegen Montagekapazitäten eine niedrigere Höchstfrequenz (schmälere Bandbreite).
MfG
VCC
+
D|
.-.
G| |
Ui ----->| |RDS
'-'
S| RL
+-----> Uo = -------- Ui
| RDS + RL
.-.
| |
| |RL
'-'
|
-
VCC
Es soll nicht kleinkariert wirken, aber ich will es noch anmerken:
Im Widerstandsbereich des Fet ist ein Drain Source Widerstand RDS messbar.
Der Widerstand der hier zur Bestimmung des Übertragungsverhältnisses eingesetzt wird ist aber der 1/S, der Kehrwert der Steilheit S.
Die Steilheit gibt an, um wie viel sich der Drainstrom im Abschnürbereich bei Änderung der Gate Source Spannung ändert.
Es ist also Uo = ( RL ) / ( 1/S + RL ) * Ui.
Die Werte von RDS (minimaler Wert im Widerstandsbereich) und 1/S werden beide im Bereich von ein paar hundert Ohm liegen, nur wenn der Fet nicht im Widerstandsbereich ist, dann ist es sonst schwer nachzuvollziehen.
Hallo Manf!
Das kann ich nur Bestätigen, dass 1/S = R. Ich habe in meiner Skizze RDS benutzt um es verständlicher zu machen, dass die Verstärkung beim FET in Sourceschaltung immer unter 1 bleibt.
MfG
Hallo!
Ich melde mich noch mal, weil ich nach intensivem Denken und Probieren einen umschaltbaren Eigangsteiler gebaut habe, der sich in der Praxis als sehr gut bestätigt hat. Er ist zwar untypisch, hat mir aber erlaubt, mein Traum zu verwirklichen, weil ich solche aktive Tastkopfe noch nicht gesehen habe. Ich habe mir nämlich zwei aktive Tastköpfe mit umschaltbarem 2:1/10:1 Eingangsteiler bauen können (siehe Code). Das beim Umschalten ein Jumper umgesteckt werden muss, habe ich sofort in Kauf genommen, weil man nicht so oft umschaltet und ich keine andere Lösung sehe. Selbstverständlich um Bereich der Eingangspannungen (z.B. auf +/- 40V) zu erweitern kann man den Umschalter mit anderen Verhältnissen verwenden (z.B. 2:1/20:1). Wenn man es öfters braucht, kann man sich auch gleichen AC/DC Umschalter einbauen.
Die Inbetriebnahme des übrigen Teils des Tastkopfes, ausser Eingangsteiler, bleibt gleich, wie schon beschrieben, da die Schaltung sich nicht geändert hat. Die Spannungen, die auf den Transistoren nach fehlerfreier Montage seien sollten, sind im Code mit Montageskizze angegeben. Bei Verwendung 1% Widerstände und wenn man nicht genauer haben möchte, ist eigentlich nur der R4 und Eingangsteiler einzustellen.
Zuerst werden die Widerstände im Teiler auf entsprechende Amplitude getrimmt. Der R2 wird angenommen und passender R3 ermittelt. Als letzter wird R1 eingestellt. Das kann man mit Gleichspannung bzw. einem Oszikalibrator mit niedriger Frequenz machen.
Wenn man zur Frequenzkompensierung ein Quarzgenerator mit Amplitude ca. 5 Vpp benutzt, dann am bequemsten ist seriell mit dem Tastkopf ein keramik Kondensator 1... 100 nF anzuschliessen. Damit wird die Spannung am Eingang des Tastkopfes eine Amplitude ca. +/- 2,5 V haben und können beide Eingangsteiler 2:1 und 10:1 kompensiert werden.
Als Umschalter wurde ein Teil der Stiftleiste (SL 1X36G 2,54,Reichelt 0,17€) mit 3 Stiften und ein Jumper (JUMPER 2,54 SW, Reichelt 0,04€) angewendet. Weil die eigene Kapazität (C1) zwischen den Stiften der Stiftleiste zu groß ist und der Teiler in der Stellung 10:1 überkompensiert ist, habe ich paralell zu vorhandener Montagekapazität (Cm) zusätzlich den C3 benutzt, der in Stellung 10:1 als erster eingestellt wird. Als C3 habe ich ein ca. 5 mm langen 0,8 mm emalierten Kupferdraht an GND beim R3 angelötet und ihn mit 0,2 mm an Gate des FETs T1 angelötetem emaliertem Draht umgewickelt. Bei mir sind es 8 Windungen.
Danach wird der Jumper in die Stellung 2:1 umgesteckt und der Teiler mit C2 kompensiert. Bei gleichen Drähten sind es bei mir 28 Windungen auf L förmigem ca. 1 cm langem 0,8 mm Draht der an Stift 2 angelötet ist. Den dünnen Draht 0,2 mm habe ich an Gate des T1 gelötet. Ich habe die Kondensatoren C3 und C2 bei mir fotografiert.
Die praktische Anwendung hat jedoch gezeigt, dass solcher Kondensator C2 ändert ziemlich stark seine Kapazität bei Näherung der Hand, in der der Tastkopf gehalten ist. Deswegen habe ich C2 gemesssen (ca. 6 pF) und ein 3... 10 pF SMD Trimmer paralell zum R2 draufgelötet. Danach ist der Einfluß der Hand kaum sichtbar, wenn der Tastkopf so gehalten wird, dass sich die Kabeln noch auf der Hand stützen. Das ist natürlich Gewöhnheitssache, und wenn es nötig ist, könnte man sich eine Schirmung oder Metallgehäuse basteln. Das Gehäuse habe ich auf zwei Stellen durchgebohrt und mit kleinen Blechschrauben miteinander verbunden, damit falls nötig, leicht zerlegbar ist.
Ich habe mir zwei gleiche Tastköpfe aus nicht selektierten aktiven Bauteilen gebaut, die ich mit 2 kHz und 2 MHz kalibriert habe. Zwischen den Tastköpfen habe ich bei höheren Frequenzen (z.B. Quarzgenerator 20 MHz) einen kleinen (<10 %) Unterschied in der Amplitude auf dem Oszilloskop bemerkt. Wenn sich jemand zwei identische Tastköpfe bauen will, müssen wahrschenlich identische Transistoren (ausser T2 und T3) verwendet werden.
Übrigens, die zusätzliche Kapazität C3 die Oszillationen nach den Flanken fast völlig gedämmt hat, weil die Montagekapazität Cm wahrscheinlich zu klein bzw. zerstreut war. Die eventuell jetzt auftretende Oszillationen sind hauptsächlich von dem paralell geschaltetem passivem Tastkopf verursacht.
Mit dem Federhaken bei 100 MHz Sinus gemessene Eingangskapazität beträgt für 2:1 ca. 4pF und für 10:1 ca. 1 pF. Im Vergleich zu meinem 100:1 passivem HV Tastkopf mit 2 pF ist es für mich noch annehmbar, weil die Amplitude 50 bzw. 10 mal grösser ist. Meistens werde ich den Tastkopf für HF wegen ein paar Volt DC Offsetspannung sowieso mit dem Übertragungsfaktor 10:1 und 1 pF benutzen. Weitere Anwendungstests haben ergeben, dass der aktive DC Tastkopf im Vergleich zu passiven Tastköpfen 1:1/10:1 grösseres eigenes Rauschen hat und für Spannungen in mV Bereich sich nicht eignet.
Man kann die ganze Schaltung mit besseren HF Eingeschaften realisieren (kleinere SMD Bauteile und SMD Transistoren), bin aber kein Uhrmacher und schon zu alt um das noch zu lernen. :)
Und hier noch auf einen Blick die alle wichtigste Parameter des Tastkopfes:
Teilung der Eingangsspannungen.................... 10:1................... 2:1
Messbereich der Eingangsspannungen.........0 bis +/-20 V........0 bis +/- 4V
Eingangsimpedanz.................................. 500 k / 1 pF..........100 k / 4 pF
Bandbreite (-3 dB) DC bis min...................100 MHz................100 MHz
Max. zulässige DC Eingangsspannung..........+/-240 V................+/- 48 V
Temperaturkoeffizient TK...................................... -2 mV / K
Ich denke, das die Beschreibung genug verständlich ist, aber wenn es Probleme mit dem Nachbauen geben sollte, bitte fragen.
Ich wünsche Euch viel Spass beim Aufbau und Benutzung. :)
MfG
+-------------------+------+-----+--o +5V
Jumper | | | |
+-------+ | ___ |/ | --- C6
| | +-|___|-+---+-----| T3 | --- µ1
| | | R5 3k | | |> | |
| | 4mAX | R6|6k8 | | ===
2:1 10:1 | | .-. +---+ | GND
| | | | | | |C5|µ1 | |
|R1 410k| R2 33k| |-+ C4--- | | --- .-. |
| ___ | ___ | | T1 µ1--- '-' --- | |R7 X10mA
<-+-|*__|-+-|___|-+---+--+->|-+ | | | | |300 |
|1 2| 3| | | | +---+---+ '-' |
| || | *||/ | Cm| .-. | | | |/
+---||--+---||--+ ---|*|R3 | === +----| T5
|| \/|| | ---| |62k| GND | |> RG174 Oszi
C1 \ --- | '-' | |< | ____ -
C2 --- | | ~0V+-----------------| T4 0V+--(____(-+-o)
3..10p *|C3 | | | |\ | | | -
+---+--+ .-. | | === .-.
| |*|R4 .-. | GND R11| |
=== | |1k | |R8 | 51| |
GND '-' | |150 | '-'
C1 = Kapazität der Stifte | '-' | |
| | |/ ===
Cm = Montagekapazität | +----| T6 GND
| | |>
T1, T2 = BF245A | .-. | GND
| | | |R9 .-. ===
T3 = BC547 | |-+ | |150 |*|R10 |
| | T2 '-' | |24 --- C7
T4 = BF324 +->|-+ | '-' --- µ1
| 5mAX | |
T5, T6 = BFR91A +--------------+------+-----+--o -5V
\ .-------------------------------------------------------------.
X------X--o--o--o--X--o--o--X--o--X--o--o--o--o--o--o--X GND |
/ | /| +-|-----|----------\ -5V \ |
| | # T2 DX| R6 | X--o--X--X | |
| | | | | | | | | | |
| C3 = X R3 SX/ X--C4-X R9 /XB R10C7| |
| | | | \ | |/ | |/ |
|X X | # X--XG R5 | X XC-R8-X T6 XE X |
------------C1 C2 \| | | | | | | |
|X X||X||X--XG #R4# X | C5 /XB T4 XC-+->X-> Oszi |
| 1| 2|\3| | |/-|--|--|---/ | | |
| #R1#| R2 X--X--X X X X--R7-XE-------XB | X |
| | || | S C| B E | | |
| X--X \X DX\ T1 |T3 T5 XE C6 |
| \ | | |
| \-----X--o--o--o--o--o--o--XC-o--X +5V |
'-------------------------------------------------------------'
o freigelassene Lötpunkte
X benutzte Lötpunkte
- | Verbindungen mit emaliertem Draht 0,2... 0,3 mm
Als R1 und R3 sind zwei seriell und als R4 zwei paralell
geschaltete Widerstände vorgesehen.
Spannungen auf Transistoren in V
G D S
T1 0 0 +5
T2 -4,1 -5
B E C
T3 +3,4 +2,7 +5
T4 0 +0,7 -3
T5 -4 -4,7 0
T6 +0,7 0 +5
kolisson
02.04.2010, 18:39
hallo ihr lieben,
nun hab ich dieses alte und interessante thema mal wieder rausgeholt.
auf mikrocontoller.net läuft gerade eine sammelbestellung bezüglich
Kleinverstärker MAR-4SM+ :
DC bis 1Ghz
http://www.minicircuits.com/pdfs/MAR-4SM+.pdf
aktueller Preis: 1.34$ 0.99€
wäre das nicht auch ein idealer HF-tastkopf ??
ich hoffe auf eure meinungen.
gruss klaus
Hallo!
Das o.g. IC ist eigentlich nur ein HF Darlington mit empfohlenem Stromverbrauch 50 mA. Deswegen werde ich meine ständich benutzte aktive Tastköpfe, die permanent an meinem Oszi hängen, nicht neubauen, sonern zuerst vergleichen.
Wo kann man sich die wichtigsten Parameter des bei microcontroller.net entwickelten aktiven Tastkopfes anschauen ?
MfG
kolisson
02.04.2010, 20:51
hallo picture,
in keiner weise wollte ich deine entwicklung in frage stellen.
eigentlich wollte ich nur die fragestellung hochbringen,
ob man mit diesen MAR gainblock einheiten nicht
evt. auch dinge vereinfachen kann.
also bitte ... nichts für ungut
gruss klaus
Ich habe mir alle Beiträge im Tread "SAMMELBESTELLUNG: Mini-Circuits" bei microcontroller.net angeschaut und festgestellt, dass es mit einem aktiven Tastkopf nichts zu tun hat.
Wenn ein feriger aktiver Tatkopf mit dem MAR-4SM+ besser als meiner entwickelt würde, werde ich ihn gerne nachbauen und meine zwei bisher benutzte, mit denen ich sehr zufrieden bin, ersetzen.
MfG
nikolaus10
07.04.2010, 18:55
Wenn der "alte" Thread nochmal hochgeholt wurde.
Koenntest du den aktuellen Schaltplan vielleicht auch als JPG hochladen.
Ist doch recht muehsam.
Und gleich noch eine Fachfrage: In wie weit macht ein Metallgehause sinn, wegen der Einkopplug durch die Haende?
73
Hallo nikolaus 10!
Ich benutze für Schaltpläne wegen Bauteilbiblioteken nur den ASCII Program, kann ich also den Schaltplan nicht als JPG hochladen. Die Schaltung ist so einfach, dass sich jeder den Schaltplan, wie er es gerne hätte, umwandeln könnte.
Wegen niedrigen Widerständen in der Schaltung (ausser Eingang) ist es praktisch nicht nötig sie in ein Metallgehäuse einzubauen. Ich habe bisher kein Einfluß der Hand auf die Ausgangsignale beobachtet, wenn man den Tastkopf "normal" hält, also nicht bei der Messspitze, wo die größte Widerstände sind. Man könnte es natürlich in ein Metallgehäuse einbauen und schauen was das bringt.
Ich habe bis jetzt keine Rückmeldung wegen Nachbau bekommen...
Vy 73
branadic
04.12.2010, 20:35
Ich hole das Thema mal hoch und möchte zugleich auf eine Arbeit von mir aufmerksam machen.
Es handelt sich dabei um einen aktiven Tastkopf für >500MHz, mit derzeit 1M und <1pF. Der Aufbau ist recht überschaubar und verwendet den OPA659, einen FET-OPV von TI mit großartigen Großsignaleigenschaften.
Den kompletten Thread dazu findet man hier:
http://www.mikrocontroller.net/topic/188227#new
Meine Dokumentation findet man hier:
http://welecw2000a.sourceforge.net/docs/Hardware/Aktiver_Tastkopf_mit_OPA659.pdf
Viel Spaß, branadic
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